【正文】 的電壓電流波形，脈動在要求的范圍之內(nèi)，達到了預(yù)期的效果，證明了設(shè)計的可行性， 。 A CT 1+ 5 V+ 1 5 V 1 5 VR 6R 7R 1 4D 1D 2R 8R 1 1R 1 0R 9C 6R 1 2R 2 3R 1 3C 7C 4R 1 5R 1 6C 5 D 3 圖 交流電壓頻率的采樣電路 光伏并網(wǎng)逆變器仿真測試 Boost 升壓電路仿真測試 Boost升壓斬波電路是將光伏太陽能電池陣列輸出的電壓進行升壓變換，電路結(jié)構(gòu)簡單，效率較高、控制也較為簡單。 R 1D CD C+_R 2R 3C 1R 4D 1R 5C 2D C采 樣R 6C 3 圖 55 直流電壓電流采樣電路 交流電壓與頻率的采樣 圖 是交流電的采樣電路，主要采樣的交流電有逆變輸出，以及旁路輸入的交流電，將旁路檢測的電壓通過變壓器的變壓后，通過分壓和 RC 濾波電路后輸入到 DSP 的對應(yīng)端口；頻率采樣是通過放大電路后送到 DSP 的 CAP 過零捕獲來進行頻率采樣的。 T 1 下 溢 中 斷查 表 ， 計 算 C M P R 1偏 移 指 針 前 移 計 數(shù)周 期 的 1 / 3 倍指 針 需 要 調(diào) 整 ？調(diào) 整YN查 表 ， 計 算 C M P R 2偏 移 指 針 前 移 計 數(shù)周 期 的 1 / 3 倍指 針 需 要 調(diào) 整 ？調(diào) 整查 表 ， 計 算 C M P R 3基 指 針 + 1指 針 為 空 ？基 指 針 指 向 正 弦 表 表 首清 除 中 斷 標 志返 回中 斷 開 始YNYN 圖 SWPM生成程序框圖 6 采樣電路 直流電壓電流采樣電路 圖 所示的為直流電壓采樣電路圖， R VR1 和 R10 為分壓電阻，將直流電壓分壓后給運放，本文用的是 LM358,這里采用的是其雙電源工作模式。其程序框圖如圖 所示。假設(shè)在一個正弦波周期內(nèi) 采樣的次數(shù)為NX，則在第 n 個點的采樣值為式 ()所示 ： NXnNXnYn ??????????? 43210)2s i n( 、? () 在實際的使用的過程中，由于正弦表中的值要能被比較寄存器使用，所以不能出現(xiàn)負值，從上式可以看出當(dāng) 2NXn? ， Yn0，此時就不能正常使用了，因此可以把上面的公式改寫為下面的公式 ()： NXnNXnMPRYn ???????????? 43210)]2s i n(1[2 、? () 其中 PR為周期寄存器 中的計數(shù)周期值。采用定時中斷，在每個開關(guān)周期，程序從參考正弦表中獲得相應(yīng)的數(shù)字量，并將它賦值給比較寄存器 CMPRx（ x= 3）。當(dāng)定時器 T1 處于連續(xù)遞增 /遞減計數(shù)模式時，計數(shù)寄存器 (T1CNT)中的數(shù)值的變化軌跡就是等腰三角形，也就相當(dāng)于產(chǎn)生了一系列的等腰三角形波。正弦波的頻率和幅值是可控制的，改變正弦波的頻率，就可以改變電源輸出電壓的頻率，改變正弦波的幅值，也就改變了正弦波與載波的交點，使輸出脈沖系列的寬度發(fā)生變化，從而改變電源輸出電壓的大小。其運算的程序框圖如圖 所示： 初 始化采 樣 實 際 值讀 取 參 考 值計 算 兩 者 的偏 差e ( k )計 算 增 量△ U （ k ） = ( K p + K i ) e ( k ) + K p e ( k 1 )計 算 輸 出 量U ( k ) = U ( k 1 ) + △ U （ k ）為 下 一 次 計 算 做 準 備U ( k 1 ) = U ( k )e ( k 1 ) = △ e ( k )返 回 圖 PI運算的程序框圖 PI 控制程序框圖 在本文前面的章節(jié)中對逆變器的控制部分已經(jīng)有了介紹，本文采用的是雙閉環(huán)的 PI 控制方法。 PI 算法的程序框圖 在光伏控制系統(tǒng)中，使用的是數(shù)字 PI 控制器，數(shù)字 PI 控制算法通常又分 為位置式 PI控制算法和增量式 PI控制算法，由于位置式 PI 算法的每次輸出都與整個過去的狀態(tài)有關(guān)，計算式中要對過去的誤差進行累加，累加運算編程不太方便，計算量也較大，用微處理器實現(xiàn)此算法，很容易發(fā)生數(shù)據(jù)溢出，會導(dǎo)致 u（ k）的大幅度 變化，這在實際情況中是不允許的。 控制的流程如下所示： 參 考 的正 弦 信號P I P I逆 變器iLU oUi niLUfii n三 角 載 波 圖 雙環(huán) PI控制圖 在圖 中：參考正弦電壓與輸出電壓比較得到的誤差電壓經(jīng)過 PI調(diào)節(jié)后作為電流的參考指令與電感電流作比較，得到一個電流誤差信號，電流誤差信號再經(jīng)過 PI 控制后與三角載波比較產(chǎn)生占空比來控制逆變 器的開關(guān)。 SPWM 信號的產(chǎn)生由：用 DSP 中的事件管理模塊 (Ev)可以產(chǎn)生 SPWM 波。） S1， S4 開，輸出為正 ； Q2， Q3 開，輸出為負。開； S3， S4 開?？刂齐娐穬?nèi)部讓正弦波和鋸齒波進行比較產(chǎn)生四路控制信號，分別用來控制 S1～ S4 。 SPWM 是由參考正弦波與一定頻率的三角波相比較而產(chǎn)生的，正弦值大于三角波的值，則輸出 1，即開通開關(guān)元件，反之則關(guān)斷。 電 流 采樣電 壓 采樣S P W M 發(fā) 生器三 角 載 波發(fā) 生 器P I P IS 1S 3S 2S 4UdCdLZCiLUr g 圖 逆變器控制圖 如圖 ，拓撲結(jié)構(gòu)采用單相全橋逆變電路。 本系統(tǒng)采用 PI電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制方式。 由 12f LC??得： ? ? ? ?22311 42 * 1 3 1 5 1 0 2 5 0 1 3CFLf ??? ?? ? ?? ? ? ? ? ? （ ） 其中基波頻率取為 50Hz，把電感值帶入上式（ ）可以求出電容值為4CF?? ， 最后選取電容值為 4 /350FV? 。以上計算建立在額定的輸出電壓基 礎(chǔ)上，即 UN=220V 基礎(chǔ)上，最終選取電感值15L mH? 。 其中， m 為調(diào)制比，且 1m? ，從而可得： ? ?2 22N N dcLI U U? ?? （ ） 進一步對上式（ ）化簡得： 22dc NNUUL I? ?? （ ） 把數(shù)值代入式（ ）計算可得： 223 0 0 2 2 0 3 0 .92 5 0 1 0 .5L m H? ????? （ ） 綜合計算，濾波電感的取值范圍為 L mH??。我們可以 從以下幾個方面來選取電感值： （ 1）電流的紋波系數(shù) 逆變器輸出的濾波電感的值將直接影響輸出 紋 波電流的大小，通過電感基本的伏安關(guān)系 *diULdt?? 可得： 0 onT ll UI dtL??? （ ） 其中 lU 為電感的電壓，當(dāng)輸出電壓在峰值附近即 0 gridUU? 時，輸出電流的紋波系數(shù)最大，設(shè)此時開關(guān)管的開關(guān)周期為 Ts， 占空比為 ? ， 則有： grid onl UTI L?? （ ） 另外根據(jù)電感的伏秒特性平衡原理，可得： ? ?? ?1g rid s d c g rid sU T U U T??? ? ? （ ） 于是可得占空比： dc griddcUUU? ?? （ ） 有以上各式可得： *dc gridl UUI Lf???? （ ） 進一步化簡可得： **dc grid gridl dcU U UI L f U???即 **dc grid gridl dcU U UL I f U?? ? （ ） 在逆變系統(tǒng)中， 由于 2 2 2 0 3 1 1 , 1 0 .5 , 3 0 0g r id N d cU V I A U V? ? ? ? ? 所以開關(guān)管的工作頻率為 f=10kHz， T=100us，取電流的紋波系數(shù)為 ir? 16%，則由式（ ）計算可得： 44 0 0 3 1 1 3 1 1 1 1 . 5 35 0 . 1 6 1 1 0 3 0 0L m H?? ? ?? ? ? （ ） 因此，要保證實際的電流紋波 1 0 .5 0 .1 6 1 .6 8l N iI I r A? ? ? ? ?， 所以取電感取值范圍為 mH? 。 二、交流測輸出濾波電感的設(shè)計 在單相全橋逆變器中，逆變器輸出濾波電感的設(shè)計是一個關(guān)鍵的元器件，光伏 離 網(wǎng)系統(tǒng)要求逆變器輸出側(cè)的波形為正弦波。在電流方面，為了保證系統(tǒng)的工作安全，對開關(guān)管電流也要選取較大的裕量；逆變器的開關(guān)頻率為 10kHz，在散熱方面，為了保證開關(guān)管的充分散熱，采用了將 IGBT 固定在散熱器上的措施。 ：在 IGBT 開關(guān)過程中，會產(chǎn)生大量的開關(guān)損耗而使器件發(fā)熱，因此，在選擇器件時必須綜合考慮系統(tǒng)的散熱條件 —— 最大集電極功耗 CMP 。在 IGBT 選擇中，需要注意以下幾個方面的問題： ：在 IGBT 工作過程中，集電極峰值電流 cMI 必須要處于 IGBT 開關(guān)安全工作區(qū)以內(nèi)。它是復(fù)合型功率開關(guān)器件，是 GTR 和MOSFET 復(fù)合而成。隨著光伏并網(wǎng)并網(wǎng)技術(shù)的發(fā)展，主電路開關(guān)器件的選擇也需要具體考慮與研究。但在逆變器的設(shè)計中，由于輸出濾波電感電容的作用，使續(xù)流時間較長，容易燒壞 MOSFET。如圖 所示 : S 1S 3S 2S 4UdCdLZ負載CiLUo u t 圖 單相全橋逆變電路 一、 IGBT 開關(guān)管的選擇 逆變器的功率開關(guān)器件的選擇至關(guān)重要，目前使用較多的功率 開關(guān)器件有門極可關(guān)斷晶閘管 (GTO)，雙極結(jié)型晶體管 (BJT)，金屬氧化物功率場效應(yīng)管 (MOSFET)和絕緣柵極晶體管 (IGBT)等。實驗電路中 R1 取值 10Ω， R1 越小，開關(guān)管的峰值電壓越接近母線電壓； D2 與開關(guān)管的峰值電壓相同，但電流不需很大，選擇 900V；箝位電容的值越大箝位的效果越好，但實際應(yīng)用中無須很大，這里選 1000V。由于線路的雜散電感一般不大，且部分回饋到電源，因此即使在高頻情況下， Rl 上消耗的功率也是不大的。 其基本箝位原理為： 在穩(wěn)態(tài)時，無論開關(guān)管處于導(dǎo)通還是截止狀態(tài)，電容 C2 兩端電壓均為電源電壓。 功率開光管的緩沖電路的設(shè)計 如圖中 中所示， D R C2 組成了常用的 R— C— D 箝位式緩沖電路。 四、升壓電路二極管的選擇 Boost 升壓斬波電路中的續(xù)流兼有防反作用的二極管應(yīng)該具有較低的通太電壓降 和快速恢復(fù)的特性。其承受的最大電壓為 300V。 所以電容值的大小為： 0 sdc dcPTC U???