【正文】 可以看出 ai? 、 bi? 和 ci? 分別和各自的電源電壓同相位，其幅值和反映負(fù)載電流大小的直流信號(hào) di 成正比，這正是整流器作單位功率因數(shù)運(yùn)行。外環(huán)的結(jié)構(gòu)、工作原理和圖 的間接電流控制系統(tǒng)相同，前面已進(jìn)行了詳細(xì)的分析。 陜西理工學(xué)院畢業(yè)設(shè)計(jì) 第 29 頁(yè) 共 46 頁(yè) 圖 。 （ 2）直接電流控制 在這種控制方法中，通過(guò)運(yùn)算求出交流輸入電流指令值，再引入交流電流反饋，通過(guò)對(duì)交流電流的直接控制而使其跟蹤指令電流值，因此這種方法稱為直接電流控制。此外，對(duì)照相量圖可以看出，這種控制方法是基于系統(tǒng)的靜態(tài)模型設(shè)計(jì)的，其動(dòng)態(tài)特性較差。 +udu *dua, ub, uc{P IRXL負(fù) 載id++udRL三 角 波uR+uLs i n ( ω t + 2 k π / 3 )( k = 0 , 1 , 2 )c o s ( ω t + 2 k π / 3 )( k = 0 , 1 , 2 )uA , B , C 圖 間接電流控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu) 從控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及上述分析可以看出，這種控制方法在信號(hào)運(yùn)算過(guò)程中要用到電路參數(shù) Ls和 Rs。上面的乘法器是 id分別乘以和 a、 b、 c三相相電壓同相位的正弦信號(hào)，再乘以電阻 R，就可得到各相電流在 Rs上的壓降 uRa、 uRb、 uRc；下面的乘法器是 id分別乘以比 a、 b、c三相相電壓相位超前 π /2的余弦信號(hào)，再乘以電感 L的感抗，就可得到各相電流 在電感 Ls上的壓降 uLa、 uLb和 uLc。 控制系統(tǒng)中其余部分的工作原理。若整流器要從整流運(yùn)行變?yōu)槟孀冞\(yùn)行時(shí)，首先是負(fù)載電流反向而向直流側(cè)電容 C充電，使 ud抬高， PI調(diào)節(jié)器出現(xiàn)負(fù)偏差，其輸出 id減小后變?yōu)樨?fù)值，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實(shí)現(xiàn)逆變運(yùn)行。達(dá)到穩(wěn)定時(shí)，ud仍 和 du? 相等， PI調(diào)節(jié)器輸入仍恢復(fù)到零，而 id則穩(wěn)定在新的較大的值，與較大的負(fù)載電流和較大的交流輸入電流相對(duì)應(yīng)。穩(wěn)態(tài)時(shí)， du =du? ， PI調(diào)節(jié)器輸入為零， PI調(diào)節(jié)器的輸出 id和整流器負(fù)載電流大小相對(duì)應(yīng)，也和整流器交流輸入電流的幅值相對(duì)應(yīng)。控制系統(tǒng)的閉環(huán)式整流器直流側(cè)電壓控制環(huán)。這種方法就是按照?qǐng)D 輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數(shù)為 1的控制效果。根據(jù)有沒(méi)有引入電流反饋可以將這些控制方法分為兩種，沒(méi)有引入交流電流反饋的稱為間接電流控制，引入 交流電流反饋的稱為直接電流控制。和單相電路相同，該電路也可以工作在圖 117 的逆變運(yùn)行狀態(tài)及圖 c或 d的狀態(tài)。電路的工作原理也和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴(kuò)展到三相。 負(fù)載ABLsRsV1+udisV2V4 V D1 V D3 V D2 V D4Us 圖 單相全橋電路 ?δIs?Us?UL?URUA B?a ) δIsUA BULURUsb )IsUsULURUA BIsφUsULURUA Bδc )d )??????????????? 圖 PWM 整流電路的運(yùn)行方式相量圖 a) 整流運(yùn)行 b) 逆變運(yùn)行 c) 無(wú)功補(bǔ)償運(yùn)行 d) ?s 超前角為 φ 三相 PWM整流電路： 圖 是三相橋式 PWM 整流電路，這是最基本的 PWM 整流電路之一，其應(yīng)用也最為廣泛。電路在向交流電源送出無(wú)功功率，這時(shí)的電路被稱為靜止無(wú)功功率發(fā)生器（ SVG） ,一般不再稱之為 PWM整流電路了。這一特點(diǎn)對(duì)于需要再生制動(dòng)運(yùn)行的交流電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)是很重要的。這說(shuō)明 PWM整流電路可以實(shí)現(xiàn)能量正反兩個(gè)方向的流動(dòng)，即既可以運(yùn)行在整流狀態(tài)，從交流側(cè)向直流側(cè)輸送能量；也可以運(yùn)行在逆變狀態(tài)，從直流側(cè)向交流側(cè)輸送能量。這就是 PWM整流電路最基本的工作狀態(tài)。 圖 的相量圖說(shuō)明了這 幾種情況，圖中 sU? 、 LU? 、 RU? 和 sI? 分別為交流電源電壓 us、電感 Ls上的電壓 uL、 電阻Rs上的電壓 uR以及交流電流 is的相量， ABU? 為 uAB的相量。改變 uAbf的幅值和相位，就可以使 is和 us同相位、反相位， is比 us超前 90176。這樣，當(dāng)正弦信號(hào)波的頻率和電源頻率相同時(shí)， is 也為與電源頻率相同的正弦波。由SPWM 逆變電路的工作原理可知，按照正弦信號(hào)波和三角波相比較的方法對(duì)圖 116 中的 V1～ V4進(jìn)行SPWM控制，就可以在橋的交流輸入端 AB產(chǎn)生一個(gè) SPWM波 uAB ,uAB中含有和正弦信號(hào)波同頻率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波載波有關(guān)的頻率很高的諧波，而不含有低次諧波。目前應(yīng)用較多的是電壓型 PWM整流電路，因此設(shè)計(jì)中應(yīng)用電壓型的電路。這種整流電路也可以成為單位功率因數(shù)變流器，或高功率因數(shù)整流器。把逆變電路中的 SPWM控制技術(shù)用于整流電路，就形成了 PWM整流電 路。隨著以 IGBT為代表的全控型器件的不斷進(jìn)步，在逆變電路中采用的 PWM控制技術(shù)已相當(dāng)成熟。同時(shí)，輸入電流中諧波分量也相當(dāng)大，因此功率因數(shù)很低。 PWM 整流電路及其控制方法 目 前在各個(gè)領(lǐng)域?qū)嶋H應(yīng)用的整流電路幾乎都是晶閘管相控整流電路或二極管整流電路。為了改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相三角波信號(hào)。放大器通常具有比例積分特性或比例特性，其系數(shù)直接影響著逆變電路的電流跟蹤特性。 （ 2） 三角波比較方 式 和前面的調(diào)制法不同的是，這里并不是把指令信號(hào)和三角波直接進(jìn)行比較而產(chǎn)生 PWM 波形，而是通過(guò)閉環(huán)來(lái)進(jìn)行控制的。和電流跟蹤控制相比，只是把指令信號(hào)和反饋信號(hào)從電流變?yōu)殡妷?。采用滯環(huán)比較方式的電流跟蹤型 PWM交流電路有如下特點(diǎn)： ① 硬件電路簡(jiǎn)單； ② 屬于實(shí)時(shí)控制方式，電流響應(yīng)快； ③ 不用載波，輸出電壓波形中不含特定 頻率的諧波分量； ④ 和計(jì)算法及調(diào)制法相比，相同開關(guān)頻率時(shí)輸出電流中高次諧波含量 ⑤ 屬于閉環(huán)控制，這是各種跟蹤型 PWM變流電路的共同特點(diǎn)。 （ 1） 滯環(huán)比較方式 跟蹤型 PWM 變流電路中，電流跟蹤控制應(yīng)用最多。因此，這種控制方法稱為跟蹤控制法。 PWM 跟蹤控制技術(shù) 前面重點(diǎn)介紹了 PWM 波形生成方法，調(diào)制法，還有第三種方法，即跟蹤控制方法。另外，一般的濾波器都有一定的帶寬，如按載波頻率設(shè)計(jì)濾波器，載波附近的諧波也可濾除。一般情況下 cr???? ， 所以 PWM 波形中所含的主要諧波的頻率要比基波頻率高得很多，是很容易濾除的。一般來(lái)說(shuō)，實(shí)際電路中的諧波含量比理想條件下要多一些，甚至還會(huì)出現(xiàn)少量的低次諧波。k m m? ? ? ? ??? 2,4,6,n? ??? 時(shí) ， 6 1 0 ,1,6 1 1, 2 ,mmk ? ? ????? ? ? ? ???? PWM 波中不含有低次諧波。一般使用應(yīng)用較多的公用載波信號(hào)。因此，運(yùn)用典型分析結(jié)果的頻譜圖，可以看到諧波的分布情況。以異步調(diào)制為例來(lái)分析，采用異步調(diào)制時(shí)，不同信號(hào)波周期的 PWM 波形是不相同的，因此無(wú)法直接以信號(hào)波周期為基準(zhǔn)進(jìn)行傅里葉分析。這些諧波分量的頻率和幅值是衡量 PWM 逆變電路性能的重要指標(biāo)之一，因此有必要對(duì) PWM波形進(jìn)行諧波分析。各頻段的載波比取 3的整數(shù)倍且為奇數(shù)為宜。在輸出頻率高的頻段采 用較低的載波比，以使載波頻率不致過(guò)高，限制在功率開關(guān)器件允許的范圍內(nèi)。為了克服上述的缺點(diǎn)，可以采用分段同步調(diào)制的方法。當(dāng)負(fù)載為電動(dòng)機(jī)時(shí)也會(huì)帶來(lái)較大的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和噪聲。當(dāng)逆變電路輸出頻率很低時(shí)，同 步調(diào)制時(shí)的載波頻率 fc也很低。在三相 PWM逆變電路中，通常公用一個(gè)三角波載波，且取載波比 N 為 3的整數(shù)倍，以使三相輸出波形嚴(yán)格對(duì)稱。 （ 2） 同步調(diào)制 載波比 N 等于常數(shù)，并在變頻時(shí)使載波和信號(hào)波保持同步的方式稱為同步調(diào)制。對(duì)于三相 PWM 型逆變電路來(lái) 說(shuō)，三相輸出的對(duì)稱性也變差。當(dāng)信號(hào)波頻率增高時(shí)，載波比 N 減小，一周期內(nèi)的脈沖數(shù)減少， PWM 脈沖不對(duì)稱的影響就變大，有時(shí)信號(hào)波的微小變化還會(huì)產(chǎn)生 PWM 脈動(dòng)的跳動(dòng)。同時(shí)，在信號(hào)波的半個(gè)周期內(nèi)，PWM 波的脈沖個(gè)數(shù)不固定，相位也不固定，正負(fù)半周期的脈沖不對(duì)稱，半周期內(nèi)前后 1/4 周期的脈沖也不對(duì)稱。 （ 1） 異步調(diào)制 載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)不保持同步的調(diào)制方式稱為異步調(diào)制。在 PWM控制電路中，載波頻率 cf 與調(diào)制信頻率信號(hào) rf之比 N? cf / rf 稱為載波比。這個(gè)死區(qū)時(shí)間將會(huì)給輸出的 PWM 波形帶來(lái)一定影響，使其稍稍偏離正弦波 。但實(shí)際上為了防止上下兩個(gè)橋臂直通而造成短路，在上下兩臂通斷切換時(shí)要留小段上下臂都施加關(guān)斷信號(hào)的死區(qū)時(shí)間。電路的波形如圖 115所示。當(dāng)給 V1（ V4）加導(dǎo)通信號(hào)時(shí)，可能是 V1（ V4）導(dǎo)通，也可能是二極管 VD1（ VD4） 續(xù)流導(dǎo)通，這要由阻感負(fù)載中電流的方向來(lái)決定。當(dāng) rUu cu 時(shí)，給 V4 以導(dǎo)通信號(hào)，給 V1以關(guān)斷信號(hào)，則 UNu ?? ? /2dU 。 U、 V 和 W 各相功率開關(guān)器件的控制規(guī)律相同，現(xiàn)以 U 相為例來(lái)說(shuō)明。 U、 V和 W三相的 PWM控制通常 公用一個(gè)三角波載波 cu ,三相的調(diào)制信號(hào) rUu 、 rVu 和 rWu 依次相差 120176。U d兩種電平。采用雙極性方式時(shí)，在調(diào)制信號(hào) ru 的半個(gè)周期內(nèi)，三角波載波不再是單極性的，而是有正有負(fù)，所得的 PWM 波也是有正有負(fù)。在調(diào)制信號(hào)波為正弦波時(shí)，所得到的就是 SPWM波形。通常采用等腰三角波作為載波。目前實(shí)際應(yīng)用的 PWM 逆變電路幾乎都是電壓型電路。逆變電路時(shí) PWM控制技術(shù)最為重要的應(yīng)用場(chǎng)合。廣泛的作為功率開關(guān)器件用于開關(guān)型直流穩(wěn)壓電源中。因此，通過(guò)測(cè)量 CEU 來(lái)識(shí)別過(guò)流情況，一旦 CEU 高于某一數(shù)值表明出現(xiàn)過(guò)流情況時(shí)，可控柵極電壓快速變?yōu)?0或負(fù)電壓，使 IGBT快速截止，實(shí)現(xiàn)對(duì) IGBT的過(guò)流保護(hù)。由于 IGBT比 MOSFET多了一個(gè) P? N結(jié)，使 IGBT比 MOSFET具有更高的耐壓。 （ 2）在 IGBT 中， MOSFET 的開關(guān)速度非常快，所以 IGBT 的開關(guān)速度取決于等效晶體管的開關(guān)速度。 （ 1） IGBT的輸入級(jí)是是 MOSFET，在柵極 G和發(fā)射極 E之間加上驅(qū)動(dòng)電壓時(shí)， MOSFET便進(jìn)入導(dǎo)通（或關(guān)斷）狀態(tài)。既有 MOSFET的通斷速度快、輸入阻抗高、驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單及驅(qū)動(dòng)功率小等優(yōu)點(diǎn)，又具有大功率雙極晶體管的容量大和阻斷電壓高的優(yōu)點(diǎn)。所以，要根據(jù)使用要求加以限制。 最大漏極功耗 PDM：它由管子允許的溫升決定。 最大漏極電流 IDM：這個(gè)參數(shù)反應(yīng)了器件的電流驅(qū)動(dòng)能力。 （ 8）正向偏置安全工作區(qū)及主要參數(shù) MOSFET 和雙極型晶體管一樣，也有它的安全工作區(qū)。隨著電壓增加，電荷快速上升，對(duì)應(yīng)著管子開通時(shí)間。偏置電壓高時(shí)，電容效應(yīng)也加大，因此對(duì)高壓電子系統(tǒng)會(huì)有一定影響。它具有負(fù)溫度系數(shù)，結(jié)溫每增加 45 度，閾值電壓下降 10%。定義為： Gfs=Δ ID/Δ VGS （ 16） 顯然，這個(gè)數(shù)值越大越好，它反映了管子的柵極控制能力。而且 VGS 增加，通態(tài)電阻減小。 （ 3）通態(tài)電阻 Ron： 通態(tài)電阻是器件的一個(gè)重要參數(shù)，決定了電路輸出電壓幅度和損耗。爬坡段是非飽和區(qū)，水平段為飽和區(qū)，靠近橫軸附近為截止區(qū)，這點(diǎn)和 GTR 有區(qū)別。這個(gè)特性和 VGS 又有關(guān)聯(lián)。從下圖可以看到，隨著 UGS 的上升，跨導(dǎo)將越來(lái)越高。 無(wú)載流子注入，速度取決于器件的電容充放電時(shí)間，與工作溫度關(guān)系不大，故熱穩(wěn) 定性好。目前的研制水平在 1000V/65A 左右（參考）。但高壓時(shí)，導(dǎo)通電阻與電壓的平方成正比，因而提高耐壓和降低高壓阻抗困難。而且不同于一般小功率 MOS 管的橫向?qū)щ娊Y(jié)構(gòu)，使用了垂直導(dǎo)電結(jié)構(gòu)，從而提高了耐壓、電流能力，因此又叫 VMOSFET 這種器件的特點(diǎn)是輸入絕緣電阻大（ 1 萬(wàn)兆歐以上），柵極電流基本為零。達(dá)到飽和前， VGS 正偏越大， IDS越大。無(wú)論 VGS 正負(fù)都起控制作用。 MOS 器件的電極分別為柵極 G、漏極 D、源極 S。 電力場(chǎng)效應(yīng)晶體管 MOSFET 功率場(chǎng)效應(yīng)管又叫功率場(chǎng)控晶體管 實(shí)際上，功率場(chǎng)效應(yīng)管也分結(jié)型、絕緣柵型。 (3) 不可控器件 不能用控制信號(hào)來(lái)控制其通斷，因此也就不需要驅(qū)動(dòng)電路。 （ 1） 半控制性器件 通過(guò)控制信號(hào)可以控制其導(dǎo)通而不能控制其關(guān)斷，晶閘管及其大部分派生器件的關(guān)斷由其在主電路中承受的電壓和電流決定。開關(guān)器件的通斷是通過(guò)在其控制端和一個(gè)主電路端子之間加一定的信號(hào)來(lái)控制的 ，這個(gè)主電路端子是驅(qū)動(dòng)電路的公共端，一般是主電路電流流出期間的端子。廣義上往往其他驅(qū)動(dòng)電路等主電路之外的電路都?xì)w為控制電路，從而粗略地說(shuō)開關(guān)電源系統(tǒng)是由電路和控制系統(tǒng)組成。 控制電路系統(tǒng)的工作要求形成控制信號(hào)，通過(guò)驅(qū)動(dòng)電路去控制住電路中開關(guān)器件的通或斷來(lái)完成整個(gè)系統(tǒng)的功能。對(duì)某些器件來(lái)講，驅(qū)動(dòng)電路向其注入的功率也是造成開關(guān)器件 發(fā)熱的原因之一。 (5) 為保證比值語(yǔ)音雖好散發(fā)的熱量而導(dǎo)致開關(guān)器件