【正文】 向您們說一聲：敬愛的老師，您辛苦了！ 李德華 二零一四年五月 。 最后，感謝我的爸爸媽媽，感謝您們賜予我生命，感謝您們二十多年來對我的養(yǎng)育之恩，更感謝您們不管多苦多難對我學業(yè)始終如一的理解與支持?！疤煜聸]有不散的宴席”。我們一起學習、一起玩耍，共同度過了太多的美好時光。在此，我要向諸位老師深深地鞠上一躬。 俗話說：“教師是太陽底下最光輝的事業(yè)”。另外，導師 嚴謹求實的治學態(tài)度、 一絲不茍的工作作風和高尚的人格魅力，都給了學生很大感觸，使學生終生受益。n L A, Navarro D, Acero J, et al. FPGA implementation of a switching frequency modulation circuit for EMI reduction in resonant inverters for induction heating appliances[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2021, 55(1): 1120. [12] 吳振軍 , 胡智宏 , 崔光照 . 基于混沌反控制降低 Buck 型變換器 EMI 及紋波研究 [J]. 系統(tǒng)仿真學報 , 2021, 20(4): 993996. Wu Zhenjun, Hu Zhihong, Cui Guangzhao. Research on reducing EMI and output voltage ripple of buck converter based on anticontrol of chaos[J]. Journal of System Simulation, 2021, 20(4): 993996. 14 致 謝 在本論文的寫作即將完成之際，筆者的心情無法平靜， 本文的完成既是筆者孜孜不倦努力的結(jié)果，更是導師王金平老師 親切關懷和 悉心指導的結(jié)果。電流型 BFPTM 控制采用高、低頻率脈沖對開關變換器輸出電壓進行調(diào)整，降低了電磁干擾噪聲水平，且隨著電流環(huán)的引入，使得變換器具有自動限流功能，提升了輸入 電壓動態(tài)響應速度，仿真及實驗結(jié)果驗證了電流型 BFPTM 控制的優(yōu)越性。從圖中 可以看出，采用電流型 BFPTM 控制時， DCM Buck 變換器 uDS 頻譜存在較多的邊頻分量，有效降低了諧波峰值，從而產(chǎn)生更低的 EMI 噪聲，使得變換器更容易滿足相應的 EMC 標準。從圖中可以看出，當負載瞬間加載或減載時，電流型 BFPTM 控制能夠快速調(diào)整輸出電壓，比電流型 PWM 具有更為優(yōu)越的動態(tài)響應性能。圖 9 與圖 圖 5 仿真結(jié)果類似，隨著輸出功率的增加，控制脈沖循環(huán)周期內(nèi)高頻率脈沖數(shù)量也隨之增加，以向輸出端提供更多的功率。在圖 9a 中，控制脈沖循環(huán)周期由 1 個高頻率脈沖周期及 1 個低頻率脈沖周期構成。 9 五、 實驗驗證 為了驗證理論分析與仿真結(jié)果的正確性，采用與仿真一致的電路參數(shù)，制作了相應的實驗系統(tǒng)進行實驗驗證。 8 圖 8 所示為電流型 PWM 控制與電流型 BFPTM 控制 DCM Buck 變換器主功率 Mosfet 漏源間電壓信號 uDS 的頻譜圖。 圖 7 為負載電流大范圍變化時電流型 BFPTM 控制 DCM Buck 變換器的仿真結(jié)果。s，誤差放大器采用 PI 調(diào)節(jié)（比例系數(shù) Kp=5，積分時間 TI=）。相對于圖 4，隨著負載功率增加，控制脈沖循環(huán)周期內(nèi)高頻率脈沖周期數(shù)明顯增加，以向變換器輸出端傳遞更多的能量，滿足負載要求。 圖 5 為輸出功率為 12W 時電流型 BFPTM控制 DCM Buck 變換器的穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果。 圖 4 為輸出功率為 6W 時電流型 BFPTM 控制 DCM Buck 變換器的穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果。s， TL=60181。H， C=1880181。在一個控制脈沖循環(huán)周期內(nèi)，電感電流平均值為 5 此外，對于 Buck 變換器有 由式（ 8）、式（ 9）可以建立電流型 BFPTM 控制 Buck 變換器的小信 號模型，如圖 3 所示。HTH+181。 三、 小信號模型 假定電流型 BFPTM 控制 DCM Buck 變換器穩(wěn)定工作時， ?H 個高頻率脈沖周期 TH 和 181。在進行電流型 BFPTM 控制 DCM Buck 變換器設計時，輸出功率 Po 必須滿足 否則，若期望輸出功率大于 Pin, max，由于輸入功率不足，輸出電壓將低于參考電壓，電流型 BFPTM 控制器將一直選擇 TH 作為控制脈沖周期；同樣，若期望輸出功率小于 Pin, min，由于輸入功 率過剩，電容儲能，輸出電壓高于參考電壓，控制器將一直選擇 TL 作為控制脈沖周期。從式（ 5）可以看出，通過改變 ILim、 TH 和 TL 的值能夠調(diào)節(jié)電流型 BFPTM 控制 DCM Buck 變換器的輸入功率變化范圍。H 和 181。H 個高頻率脈沖周期 TH 與 181。 由式（ 1）、式（ 2）可得任意開關周期內(nèi)變換器輸入功率 Pin1 為 4 當電流型 BFPTM 控制 Buck 變換器穩(wěn)定工作時，若干高頻率脈沖周期 TH 與低頻率脈沖周期 TL 構成一個循環(huán)周期，控制脈沖以循環(huán)周期進行循環(huán)。因此相對于 PWM 控制方式，電流型 BFPTM 控制開關變換器的開關頻率不再單一恒定，控制脈沖頻譜能量被擴展 到兩個固定頻率及其諧波上，從而有效降低了 EMI 峰值，使開關變換器具有較低的 EMI 噪聲。由于 t1 時刻輸出電壓 Uo 小于參考電壓 Uref， D 觸發(fā)器 Q 端輸出高電平，因此當前控制脈沖的周期為 TH；而在 t2 時刻，輸出電壓 Uo 高于參考電壓 Uref，電流型 BFPTM控制器選擇 TL作為該控制脈沖的周期。電流型 BFPTM 控制 DCM Buck 變換器工作原理如圖 2 所示。 當觸發(fā)脈沖 Uc 來臨時，若 D 觸發(fā)器 Q 端輸出高電平，電流型 BFPTM 控制器經(jīng)過 TH 時間后使窄脈沖觸發(fā)裝置產(chǎn)生觸發(fā)脈沖；反之，若 D 觸發(fā)器 Q端輸出低電平，控制器則經(jīng)過 TL（ k=TL/TH， k＞ 1）時間后使窄脈沖觸發(fā)裝置產(chǎn)生觸發(fā)脈沖，分別為 D 觸發(fā)器和 RS觸發(fā)器提 供觸發(fā)時鐘信號和置位信號，進入下一開關周期。 觸發(fā)脈沖 Uc 來臨的同時， RS 觸發(fā)器置位，其 Q 端輸出高電平， Buck 變換器開關管 V 導通，電感電流 iL 線性上升；當電感電流上升到電流限定值 ILim 時，比較器 II 輸出端電平翻轉(zhuǎn)置高， RS 觸發(fā)器復位，其 Q 端輸出低電平， Buck 變換器開關管 V 關斷，電感電流線性下降。當 D 觸發(fā)器 CLK 端觸發(fā)脈沖 Uc 來臨時，其 Q 端電平與 D 端保持一致，之后一直保持不變，直到觸發(fā)脈沖 Uc 再次來臨。當 Buck 變換器工作于 DCM 時，電感電流在開關管 V 導通前為零，續(xù)流二極管 VD 在零電流下關斷，這種固有的軟開關特性使得變換器具有較高的工作效率。仿真及實驗結(jié)果表明，電流型 BFPTM 不僅