【正文】 7KHz 極點(diǎn)用來抵消輸出濾波電容零點(diǎn)，衰減噪音和開關(guān)紋波的干擾。本文是對(duì)一個(gè)實(shí)際電源的分析，所以略過這一步，如果需要了解這個(gè)過程，可以從結(jié)果反推出來運(yùn)放的補(bǔ)償部分。C4 做抗干擾用，由于值很小，在幾 kHz 的有效帶寬內(nèi)不足以對(duì)環(huán)路造成影響。由于次級(jí)繞組的損耗，漏感的損耗，電容ESR 的損耗及整流管內(nèi)阻的損耗等，一般AC/DC電源，Q 值相當(dāng)?shù)?，?, 由于 Q ＝ , LC 振蕩轉(zhuǎn)變?yōu)閮蓚€(gè)雙極點(diǎn)：ωp1=Q*ω0=*4920=738；f01=ωp12π=117HZωp2=ω0Q=4920/=32800；f02=ωp22π=把各個(gè)值帶入到上面公式得到KLcs=（1+s35700）（1s30300）（1+s738）（1+s32800）（3）計(jì)算KMods KMod是PWM 部分的傳遞函數(shù)，Topswitch是個(gè)高度集成的功率芯片，除了傳統(tǒng)的 PWM比較器外，芯片還外接啟動(dòng)用的電容和電阻，其必然對(duì)環(huán)路有影響，另外內(nèi)部集成了一個(gè)7K的極點(diǎn)。 fz1=ωz12π=fz1是電容自身的ESR 形成的零點(diǎn)的頻率。另外與應(yīng)用也有關(guān)，一般要求反應(yīng)快的都是用DCDC完成的。1）要達(dá)到26K帶寬，則低頻處的增益很高，一般運(yùn)放達(dá)不到這么寬的增益帶寬積，要用特殊運(yùn)放。NpNs=VorVo+Vds → Vo=NsNp*Vor又D=VorVin+VorVds → Vor= Vin*D1D，則VO=Vin*D1D*NsNp，對(duì)這個(gè)等式求導(dǎo)，得出功率部分的小信號(hào)增益：KPwrs=?VO?D = Vin(1D)2*NsNp = 135()2*658 ≈ 50●對(duì)于KLcs部分，LC濾波電路，考慮到輸入前的電感（正激為濾波電感，反激為次級(jí)電感的占空比等效），實(shí)際上是個(gè)兩級(jí)LC濾波電路。結(jié)合上面的原理圖我們來計(jì)算在 220VAC 輸入時(shí)各個(gè)部分的數(shù)值。根據(jù)上面的結(jié)果就知道：上面的反饋一般用穩(wěn)壓二極管代替431的結(jié)果是差不多的，除了低頻增益有差別外，一般用穩(wěn)壓管代替電源也是穩(wěn)定的，這也反證了上面的分析是正確的。即使沒有 R，只接一個(gè) C 的情況下，零點(diǎn)還是存在，如果 R1 遠(yuǎn)大于R ，零點(diǎn)的位置主要有反饋網(wǎng)絡(luò)的上分壓電阻決定。5. 電路發(fā)生諧振時(shí)，感抗或容抗的導(dǎo)納與電導(dǎo)之比，稱為LC回路的品質(zhì)因數(shù)；6. Q = ω0 CG = 1ω0LG = CLG =RCL●Q的定義，與電感與R的關(guān)系有關(guān)例，Z=1SC*R1SC+R+SL=1jωC*R1jωC+R+jωL=R1+jωCR+jωL=R*（1jωCR）1+（ωCR）2+jωL=R1+（ωCR）2j（ωCR21+（ωCR）2ωL）諧振時(shí)，虛部為零ωCR21+（ωCR）2ωL=0，諧振頻率ω0=1LC1R2C2=1LC*1LCR2=1LC*1(LCR)2，當(dāng)RLC ，ω0為虛數(shù)，電路不會(huì)諧振。在通信工程中常常利用諧振獲得較高的電壓。 。(2) 單零點(diǎn)響應(yīng)：其中，VI1SC*R1SC+R=VOR1，Au=VOVI=R1(1+RCs)R，零點(diǎn)ωz=1RC，極點(diǎn)處，fz=12πRC則Au=R1(1+RCs)R=R1(1+jffz)R，|Au|=R1R1+（ffp）2，φ=arctanffz。增益按20dB/10 倍頻程下降, 相位近似按45176。(1) 單極點(diǎn)響應(yīng)： 其中，Au=VOVI=1sC1sC+R=11+RCs，極點(diǎn)ωp=1RC，極點(diǎn)處，fp=12πRC則Au=11+RCs=11+jffp|Au|=11+（ffp）2，φ=arctanffp。fz和fp之間的距離越遠(yuǎn)，相位裕度越大，系統(tǒng)越穩(wěn)定，但動(dòng)態(tài)響應(yīng)不一定越好。至于能達(dá)到多少，沒有定式，一般設(shè)置在25%~20% 處。主要看輸出電容的類型，和大小。R2和R1的比值，確定了誤差放大器的中頻段增益。開關(guān)電源的總開環(huán)增益，包括兩個(gè)部分，一個(gè)是從控制到輸出的部分，另一個(gè)就是誤差放大器的部分。一階系統(tǒng)的幾種零、極點(diǎn)特性的比較見表例一：從自動(dòng)控制原理來說，這就是一個(gè)一階慣性環(huán)節(jié)：相應(yīng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)：Gea(s)=[（RF1RF1+RF2）*Gm]*1+sR1*C1(s(C1+C2)*(1+R1*sC1C2C1+C2)當(dāng)C2C1時(shí)， Gea(s)=[（RF1RF1+RF2）*Gm]*1+sR1*C1(sC1*(1+sR1C2)從上面的傳遞函數(shù)就可以分析出： R1 amp。Half實(shí)零點(diǎn)或?qū)崢O點(diǎn)為實(shí)數(shù)，位于實(shí)軸（α軸）上。一個(gè)含有電感電容的電路，它的阻抗會(huì)隨交流電源頻率的改變而變化，當(dāng)電源頻率恰為ω0時(shí)，電抗為零，阻抗為純阻，回路中的電流與端電壓同相位，振蕩達(dá)到最強(qiáng)，此現(xiàn)象稱電路發(fā)生了諧振。R4的具體取值在滿足上面范圍的情況下由環(huán)路設(shè)計(jì)決定。除此以外也是功耗方面的考慮。5K的情況下盡量取最大值。●R3的取值：431要求有1mA的工作電流，也就是R1的電流接近于零時(shí)，也要保證431有1mA，所以R3=。 TL431的陰極電壓值Vka，Vka＝Vo’－Vr3== 結(jié)果：R1＝470Ω、R3＝150Ω、R5＝、R6＝=20mA，Ir3＝Ika－If＝20－3＝17，R3=Ika－IF)。R3=根據(jù)TL431的性能，RRVo、Vr有固定的關(guān)系：Vo = R5+R6R6* Vr式中，Vo為輸出電壓，Vr為參考電壓，Vr＝，先取R6一個(gè)值，例如R6＝，根據(jù)Vo的值就可以算出R5了。 再看TL431的要求，從TL431的技術(shù)參數(shù)可知，~36V變化時(shí)，IKA可以在從1ma到100ma以內(nèi)很大范圍里變化。圖(5)顯示了一個(gè)用TL431組成的直流電壓放大器，這個(gè)電路的放大倍數(shù)由R1和Rin決定，相當(dāng)于運(yùn)放的負(fù)反饋回路，而其靜態(tài)輸出電壓由R1和R2決定。如圖(4)，輸出計(jì)算公式為： Vout = ( (R1+R2)* R1*Vin )/R2。當(dāng)R1取值為0的時(shí)候，R2可以省略，這時(shí)候電路變成圖(2)的形式。2)待機(jī)功耗的要求，如有此要求，在滿足《12。=■步驟37 –根據(jù)圖5及6中所示的參考反饋電路的類型，選用相應(yīng)的反饋電路元件●適用的參考反饋：在步驟2中進(jìn)行確定。其中PIVB從步驟19中得出，而VR為整流二極管的反向電壓額定值。其中ID為二極管的直流電流額定值,而IO= POVO。■步驟28 –確定輸出電容的紋波電流IRIPPLE●輸出電容的紋波電流。DIAS= 4*CMAS**π*其中CMAS為以圓密耳／安培為單位的次級(jí)繞組電流密度?！袢缬斜匾档蚄I，直至BP≤4200高斯。CMA= X DIA2 X π4IRMS X ()2其中DIA為裸線導(dǎo)體直徑，以毫米為單位。BM= 100*Lp*IpNP*Ae其中單位分別為高斯、安培、微亨以及平方厘米。OD=L*(BW2*M)NP其中L為初級(jí)繞組的層數(shù)；BW為以毫米為單位的骨架寬度；M為以毫米為單位的安全邊距寬度；●確定初級(jí)繞組用線的裸線導(dǎo)體直徑DIA以及初級(jí)用線AWG規(guī)格。方法二：●NP=Lp*Ip/BM*Ae=Lp*Ip/(BsBr)*Ae■步驟16_計(jì)算次級(jí)繞組圈數(shù)NS以及偏置繞組圈數(shù)NB●二極管正向電壓：；；●設(shè)定輸出整流管正向電壓VD。采用AP法選擇磁心，已知η= 80％，Po=80W，Kw=0．35，D=；對(duì)于反激 式開關(guān)電源，BM值應(yīng)介于0．2～0．3T之間，現(xiàn)取BM=0．2T，KRP=1，f=132kHz，一并代入式 (14)中得到AP= Aw* Ae= *1+****400**132k*104 = （cm4）若按經(jīng)驗(yàn)公式Ae≈SJ =0．15PM進(jìn)行估算，可得Ae=1．34cm2 。如選擇實(shí)際占空比D=0．4，電源效率η=80％，窗口面積利用系數(shù)Kw=0．4，J = 400A／cm2，則式(14)可簡化為 AP= Aw* Ae= 152POBMKRPf (17) 式(15)～(17)都是根據(jù)不同電路結(jié)構(gòu)和指定參數(shù)簡化而來的，當(dāng)實(shí)際參數(shù)改變時(shí)，計(jì)算結(jié)果會(huì)有誤差。電流密度一般取J=200～600A／cm2 (即2～6A／mm2 )。一般情況下取Z=0．5，因此BAC=0．5BMKRP。對(duì)于周期性通、斷的鋸齒波，一次側(cè)電流的波形因數(shù)可用kf‘表示，有關(guān)系式kf‘= kfton／T = kfD = 在連續(xù)電流模式下一次側(cè)電流波形為周期性通、斷的梯形波，其波形因數(shù)比較復(fù)雜。開關(guān)電源一次側(cè)的電壓波形可近似視為矩形波，即kf= Tt = 1D = 1D；但一次側(cè)的電流波形不是矩形波，而是鋸齒波(工作在不連續(xù)電流模式DCM)或梯形波(工作在連續(xù)電流模式C CM)。因電源效率η= PO/PI，故PI+PO =（1+η）POη 。開關(guān)電源6種常見波形的參數(shù)見表l:因方波和梯形波的平均值為零，故改用電壓均絕值|U|來代替。利用傅里葉級(jí)數(shù)不難求出方波的波形系數(shù)Kf = 422兀 X 22兀2 = 4。U1=N1*dΦ/dt U2=N2*dΦ/dt U1/U2=N1/N2為便于分析，在不考慮銅損的情況下給高頻變壓器的輸入端施加交變的正弦波電流，在一 次、二次繞組中就會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)E。高頻變壓器電路中有3個(gè)波形參數(shù)：波形系數(shù)(K )，波形因數(shù)( )，波峰因數(shù)( )。計(jì)算公式為 AP= Aw* Ae (1) 式中，AP的單位是cm4 ；Aw為磁心可繞導(dǎo)線的窗口面積(cm2 )；Ae為磁心有效截面(cm2),Ae≈SJ=CD，SJ為磁芯幾何尺寸的截面積，C為舌寬，D為磁芯厚度。在開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)只儲(chǔ)存能量，而在截止時(shí)向負(fù)載傳遞能量。原邊電感量PL也可用如下參數(shù)的函數(shù)來確定：脈動(dòng)電流RI、有效原邊電壓)(DSMINVV、最大占空比MAXD、開關(guān)頻率Sf，參見式（3－38）。如果沒有更好的參數(shù)信息，應(yīng)當(dāng)取Z=?！霾襟E13_計(jì)算初級(jí)電感量LP●連續(xù)模式(KP≤1)。RJA = RJC + RCS + RSARJA的大小與管芯的尺寸封裝結(jié)構(gòu)有關(guān)，一般可以從器件的數(shù)據(jù)資料中找到。作為總損耗的函數(shù)，可用下式來計(jì)算的TOPSwitch結(jié)點(diǎn)溫度：在低電網(wǎng)電壓條件下計(jì)算TOPSwitch的開關(guān)損耗 PCXT：一般選擇IP滿足 IP ≤ * ILIMIT(min)，這是因?yàn)楦邷貢r(shí)極限電流最小值會(huì)減小10%，為使器件有更高的可靠性工作范圍而留有余量。=IRMS2RT → IRMS=0TI(t)2 dtT = 0TONI(t)2 dtT得，初級(jí)RMS電流IRMS=IP*DMAX*(KP23KP+1) ●斷續(xù)模式(KP≥1)。則有0TI(t)2R dt DMAX = VORKP*VMINVDS+VOR■步驟8_計(jì)算初級(jí)峰值電流IP、輸入平均電流IAVG和初級(jí)RMS電流IRMS輸入平均電流IAVG = POη*VMIN ●連續(xù)模式(KP≤1)。除了可以從上面的因素來分析兩種模式對(duì)開關(guān)電源的影響之外,還可以從損耗以及EMI等方面來分析。當(dāng)選用大容量輸出濾波電容時(shí),電流很容易滿足有效值紋波要求,但電源會(huì)輸出危害很大的尖峰電壓。實(shí)際的DCM模式下的變壓器會(huì)比CCM模式下的小,但是沒有理論公式計(jì)算的那么小。2 變壓器體積。 ●當(dāng)KP≥1，KP=KDP，斷續(xù)模式，見圖10. 其中KP表示電流連續(xù)的程度，KP=KDP=1D*Tt，由伏秒積定律得， VOR*t=(VMINVDS)*D*T → t=VMINVDS*D*TVOR 帶入上式得 KP=KDP=VOR*(1DMAX)VMINVDS*DMAX對(duì)于KP的選取，一般由最小值選起，即當(dāng)電網(wǎng)入電壓為100 VAC/115 VAC或者通用輸入時(shí)，KP=。設(shè)計(jì)成連續(xù)模式，初級(jí)電路中的交流成分要比不連續(xù)模式少，可減小MOSFET和高頻變壓器的損耗，提高電源效率，但工作環(huán)路穩(wěn)定性不好控制，許多設(shè)計(jì)師寧可采用非連續(xù)狀態(tài)（KP=）設(shè)計(jì)，這樣控制環(huán)路較容易穩(wěn)定。） ■步驟6_對(duì)應(yīng)相應(yīng)的工作模式及電流波形設(shè)定電流波形參數(shù)KP：當(dāng)KP≤1時(shí)，KP=KRP。如果未經(jīng)全面評(píng)估，不建議批準(zhǔn)基于標(biāo)準(zhǔn)恢復(fù)二極管的設(shè)計(jì)。 PTVS 12*LIK*【ILIMITMAX2IP2】*fs ，將其用作箝位電路中的阻斷二極管。如果測(cè)量值低于預(yù)期值，應(yīng)增大 Rclamp 的值，直到測(cè)量值與這些計(jì)算結(jié)果相符。因此，在計(jì)算箝位所消耗的真實(shí)能量時(shí)，應(yīng)使用以上公式并將峰值初級(jí)電流IP替代為僅流入箝位的電流IC。V maxclamp不應(yīng)小于約 *VOR 。需要注意的是，測(cè)試頻率應(yīng)采用變換器的工作頻率。⑤ ．（，則主MOS管的VD值選擇就太低了）③ 原因： DMAX=VOR（VMINVDS）+VOR，VOR越小，DMAX越小又 IAVG = POη*VMIN = IP/2*DMAX（DCM模式）DMAX越小，IP越大，容易引起開關(guān)管在啟動(dòng)時(shí)的過流保護(hù)。變壓器輸入平均電流IAVG = POη*VMIN，其中VMIN從步驟3中得到，η從步驟1得到。 方法二：●VR≥*2*VACMAX。由于整流橋?qū)嶋H通過的不是正弦波電流，而是窄脈沖電流，因此整流橋的平均整流電流IdIRMS,一般可按Id=（~）IRMS來計(jì)算IAVG值。譬如可選1N4007(1A/1000V)、1N5408(3A/1000V)型塑封整流管。橋式整流濾波電路的原理如圖1(a)所示，整流濾波電壓及整流電流的波形分別如圖1(b)和1(c)所示?！裼?jì)算最大直流輸入電壓VMAX