【正文】 800HZ時，輸出電壓最小值為383V，調節(jié)時間為400ms。 當時，功率因數(shù)PF與THD關系為： (41)帶入輸入電流總的諧波畸變度，可得PF = ，滿足設計指標要求。圖45 輸入電壓電流波形,，基本可以認為同相，即=1。圖43中,E為交流電網電動勢，V為VSR交流側相電壓，I為交流側相電流，為交流側電感電壓，B，D點為VSR單位功率因數(shù)整流和逆變狀態(tài)運行點，A，C點為VSR純電感!純電容特性運行點，并且通過α，β坐標軸將VSR運行狀態(tài)分為四個運行象限,當VSR直流側電壓確定后，VSR交流側電壓最大峰值也得以確定，即 M — PWM相電壓最大利用率(與PWM控制方式相關) 為使VSR獲得四象限運行特性，F(xiàn)點應可處于圓軌跡上任一點，為此必須確保VSR能輸出足夠大的。，造成供電不穩(wěn)，影響整流器運行。根據(jù)第二、三章理論計算的主電路及控制系統(tǒng)PI參數(shù)，搭建整流器主電路和控制部分仿真模型如下：圖41整流電路及其控制結構仿真電路圖 頻率變化時仿真結果(1) 固定頻率變化 圖42 360HZ,500HZ,600HZ,700HZ，800HZ輸出電壓左圖：電感為500uH 右圖：電感為1mH由以上圖可以看出：當負載恒定,電感為500uH時，從360HZ～800HZ，整流器均可輸出400V直流電壓。“導通”信號為數(shù)字高電平“1”，“關斷”信號為“0”。做仿真分析時，本文選擇半細節(jié)模型。細節(jié)模型包含了幾乎所有可能用于分析的因素，能夠精確描述開關動作時的所有電壓和電流，不太適合在系統(tǒng)級分析時應用。本文使用的坐標變換模塊等就是采用MAST語言編寫的。當Saber庫中無合適的器件模型使用時，可通過Saber的MAST語言來解決模型建立的問題。第4章 基于Saber的PWM整流器電路仿真Saber模擬及混合信號仿真軟件是美國Synopsys公司的一款EDA軟件，被譽為全球最先進的系統(tǒng)仿真軟件，是唯一的多技術、多領域的系統(tǒng)仿真產品，現(xiàn)已成為混合信號、混合技術設計和驗證工具的業(yè)界標準，可用于電子、電力電子、機電一體化、機械、光電、光學、控制等不同類型系統(tǒng)構成的混合系統(tǒng)仿真，為復雜的混合信號設計與驗證提供了一個功能強大的混合信號仿真器，兼容模擬、數(shù)字、控制量的混合仿真，可以解決從系統(tǒng)開發(fā)到詳細設計驗證等一系列問題。本論文選擇穿越頻率為20Hz，可得[37]： （336） （337）其中根據(jù)式（336）和（337）可計算電壓環(huán)的PI參數(shù)：=，=。的相位裕度是穩(wěn)定的，但是系統(tǒng)在低頻段的增益是恒定的，不能夠實現(xiàn)電壓的零靜差的控制，所以整流器的電壓外環(huán)也需要進行補償，這里也選擇PI補償器。導致系統(tǒng)不穩(wěn)定。交流電感使得整流器具有升壓特性，但導致其電壓環(huán)傳遞函數(shù)在右半平面出現(xiàn)一個零點。對于整流器，輸入的三相功率為： （323）輸入電感和電感等效電阻的功率可以分別表示為[47][48]： （324） （325）輸出電容的功率為： （326）設整流器帶負載為純電阻負載，且值為，則其整流器輸出功率為： （327）由能量守恒定律得到整流器的輸入功率與輸出的功率相等有： （328）將各式代入式（328）可得： （329）在穩(wěn)態(tài)工作點附近對輸入電流和直流側輸出電壓引入小擾動 (330) (331)將擾動代入式（329）到，并對式（329）做拉普拉斯變換，消去靜態(tài)工作點表達式，化簡后得到： （332）根據(jù)整流器控制系統(tǒng)設計方案原理圖33，可得到電壓外環(huán)的控制框圖如圖39所示[8][10][11]。近似后電流環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)為： （316）整流器電壓外環(huán)的作用是穩(wěn)定其輸出的電壓，設整流器的輸入的相電壓為三相對稱正弦波定義如下： (317) (318) (319)其中為整流器相電壓的幅值，為整流器輸入電壓的角頻率。圖37補償后的電流內環(huán)頻率特性曲線圖由開環(huán)傳遞函數(shù)可得電流環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)： （314）圖37為其頻率特性。根據(jù)穿越頻率的選取可得如下方程： （312）其中帶入系統(tǒng)參數(shù)后，得：。對20kHz開關干擾抑制效果不佳，抗干擾能力差。為提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，幅頻特性曲線以20dB/dec穿越0dB線，并忽略干擾?？紤]PWM控制的小慣性特性與電流信號的采樣延遲，則解耦后電流內環(huán)控制結構如圖35所示[8][10][11]。從三相VSR的模型方程式可以看出，軸變量相互耦合，會給控制器的設計造成一定困難。由于本文坐標變換過程中，以交流電壓合成矢量正方向為軸正方向，故的幅值即是電壓合成矢量的幅值，為零，系統(tǒng)穩(wěn)定工作時，和均不發(fā)生變化。經過上述分析，整流器控制采用雙環(huán)結構，電壓外環(huán)用于調節(jié)直流輸出電壓，保證整流器輸出電壓穩(wěn)定在給定值，并且，電壓環(huán)的輸出作為電流內環(huán)有功電流的的參考信號，電流環(huán)用于調節(jié)輸入功率因數(shù)，兩環(huán)均采用PI控制器進行控制。經過以上變換后實現(xiàn)了d軸電流環(huán)路和q軸電流環(huán)路的解耦控制。由于電流內環(huán)的控制速度比電壓環(huán)的控制速度快的多，所以在設計電流內環(huán)控制時可以將直流側輸出電壓視為常數(shù)，則電流內環(huán)的被控系統(tǒng)模型就簡化為[5][8][12]： （31）為了簡化電流環(huán)控制器，在此引入了電流環(huán)的解耦控制方法。改變軸電流的參考值，還可以調節(jié)整流器的功率因數(shù)[42][43][44]。選擇PWM整流器的控制方案為雙環(huán)控制如圖31所示[5][8][12]。在進行變換時，若選擇軸正方向與電網電動勢重合，軸超前軸90176。基于主電路拓撲，設計了功率電路各元器件的參數(shù)，為第三章的控制系統(tǒng)設計和第四章的系統(tǒng)仿真提供理論依據(jù)。在開關頻率一定時，電容偏小，整流器控制調節(jié)動作快，但輸出電壓波動大，帶載能力弱；電容偏大，整流器調節(jié)過程慢，瞬態(tài)特性不良，但帶載能力可以明顯提高?？紤]電壓跟隨性指標： （231）其中：為從初始值上升到額定值所用時間的最大值；為直流側額定負載電阻。結合考慮以上因素，為了盡量降低交流側電流畸變，兼顧系統(tǒng)電流環(huán)控制性能，及電感的體積重量， 下文將對電感大小進行進一步選擇。此外，交流側電感作為整流器工作在升壓模式下的儲能元件，很大程度上決定了整流器輸出直流電壓的可調范圍。因此，交流輸入電感在PWM整流器正常工作中，起著非常重要的作用。開關頻率高，系統(tǒng)響應速度快，波形失真度小，且功率電路的磁性元件體積和重量小，但高頻開關時分布電感、分布電容對電路的影響變得顯著，開關損耗也變大，電磁環(huán)境較差時，抗噪聲干擾能力顯著降低，開關頻率低則反之。控制器主電路參數(shù)設計主要針對尖峰電壓的吸收，大電流的保護以及功率管散熱來進行[8][9][12]。一些文獻中使用等功率坐標變換，保證變換前后的電壓、電流乘積不變，這與等值變換在電路控制方面沒有本質區(qū)別。圖28 坐標系關系示意圖以電壓變換為例，、為交流輸入三相對稱正弦電壓，角頻率為，由靜止坐標系到靜止坐標系的變換推導如式（219）。利用坐標轉換將三相靜止坐標系轉換成以電網基波角頻率同步旋轉的兩相坐標系，這樣就將交流側的時變量轉化成了直流量，從而大大簡化了控制系統(tǒng)的設計，同時在兩相旋轉坐標系下采用PI控制器可以實現(xiàn)對電流的無靜差控制，并且易于實現(xiàn)對有功、無功電流的解耦控制 。三相VSR數(shù)學模型基于以下假設：（1）輸入電動勢為三相對稱平衡的理想正弦電動勢；（2）濾波電感為線性，忽略磁飽和造成的影響；（3）功率管開關損耗以電阻表示，即實際的功率開關管可由理想開關與損耗電阻串聯(lián)等效表示。此外，附加輸入電壓接入接觸器、起動限流電阻和短路接觸器，及合理有效的散熱裝置，即構成了控制器整流級的功率主電路[9]。為使電路運行在PWM模式下，開關器件應能阻斷反向電壓，本文選擇全控器件IGBT，與開關管反并聯(lián)的二極管在有一個合適直流源時，便于功率向交流側再生，同時也參與整流。據(jù)此，設計控制系統(tǒng)參數(shù)時，要注意調制波和載波幅值間的關系。PWM波形的調制方式可以分為線性模式和非線性模式[27][28]。圖25 規(guī)則采樣法設三角載波的幅值為1，正弦調制波公式為 （24）其中，為調制度，；為信號波角頻率。（2）規(guī)則采樣法：設三角波兩個正峰值間為一個采樣周期。3. 軟件生成法：微機技術發(fā)展使得軟件生成SPWM波形變得容易，軟件生成法應運而生。其原理是將所希望獲得的波形作為調制波，將接受調制的波形作為載波，通過調制波對載波的調制得到PWM波形。用同樣數(shù)量的等幅不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然后計算各脈沖的寬度和間隔，將這些數(shù)據(jù)存于微機中，通過查表方式生成PWM信號控制開關器件通斷，以達到預期控制效果。調制法將希望輸出的正弦波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過正弦調制波與載波比較得到所期望的SPWM波形。對于正弦波負半周，也可用同樣方法得到相應的SPWM波形。這些脈沖寬度相等，都等于，但幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。當它們分別加在具有慣性的同一個環(huán)節(jié)上時，其輸出響應基本相同。沖量指窄脈沖的面積。進行脈寬調制時，脈沖序列的占空比按正弦規(guī)律變化。通過控制使電路穩(wěn)定在B點，即可實現(xiàn)單位功率因數(shù)整流。在A點時為純感性，僅吸收感性無功，在B點是純阻性，僅吸收有功功率，可實現(xiàn)單位功率因數(shù)整流；在AB段，整流器從電網吸收有功和感性無功功率；C點是純容性，僅吸收容性無功，在BC段，PWM整流器吸收有功和容性無功功率?？芍狪與的方向一致，PWM整流器的輸入呈純阻性；的端點在C時（圖22c），I較電動勢矢量超前90176。當橋側電壓矢量的端點在A時（圖22a），電動勢矢量與電感電壓平衡，純電感電路中，電感電流滯后于電感電壓90176。不計開關和線路損耗，理想情況下，電路輸入輸出滿足功率守恒定律： （21）為便于分析和建模，忽略PWM控制的諧波分量，不考慮電感和開關管的寄生參數(shù)，分析整流器在理想工作狀態(tài)下的運行方式。 電壓型 按直流儲能形式分類 電流型 單相電路 按電網相數(shù)分類 多相電路 三相電路 硬開關調制 PWM整流器 按PWM開關調制分類 軟開關調制 半橋電路 按橋路結構分類 全橋電路 二電平電路 按調制電平分類 三電平電路 多電平電路本文PWM整流器，能夠雙向傳輸電能，這也是PWM整流電路的最大特點，為便于分析PWM整流原理，可采用圖21所示的基波等效電路。因為電能的雙向傳輸，當PWM整流器從電網吸取電能時，運行于整流工作狀態(tài)；當PWM整流器向電網傳輸電能時，運行于有源逆變工作狀態(tài)。第2章 PWM整流器工作原理及主電路拓撲結構 整流器基本工作原理PWM整流器相對傳統(tǒng)的相控與二極管整流器進行了全面改進。并且根據(jù)兩相同步旋轉dq坐標系下各電流分量的物理含義，給出了控制無功電流，以實現(xiàn)單位功率因數(shù)調節(jié)的控制方法。建立整流器數(shù)學模型及相應的仿真模型，進行仿真分析，參考仿真結果，詳細設計控制結構及各部分的控制參數(shù)。2. 系統(tǒng)建模與分析： 根據(jù)三相VSR主電路結構分別推導了基于三相靜止坐標系以及兩相同步旋轉坐標系下的系統(tǒng)模型。3. 輸出電壓400Vdc。由于輸入電流的參考值在同步旋轉坐標系是直流量，而調節(jié)器的直流增益可以近似為無窮大，所以該運用坐標變換的控制方法，可以實現(xiàn)輸入交流電流在幅值和相位上的零靜差控制。本文即針對的航空發(fā)動機供電的三相整流器展開研究，功率等級取為5kW。本文僅針對變頻轉恒頻電源中的整流部分，進行理論