【正文】 在 Simulink 仿真中保持交流側(cè)電源相電壓有效值 220V，電源頻率 50Hz，不可控整流器負(fù)載電阻 10Ω，整流器交流側(cè)電感 1mH， 采樣頻率 10kHz， APF 直流側(cè)電壓 900V 不變。APF 交流側(cè)的電感值是個(gè)很重要的參數(shù)，電感值大小的選擇對其諧波補(bǔ)償性能有直接的影響。在實(shí)際情況中，系統(tǒng)參數(shù)的變化以及外界環(huán)境的擾動(dòng)往往是不可避免的，而這些量的改變又會(huì)使系統(tǒng)的整體性能受到直接或間接的影響。如圖 511，直流側(cè)電壓增大到 1200V 時(shí)補(bǔ)償電流紋波比900V 時(shí)大，網(wǎng)側(cè)電流畸變率為 %。保持交流側(cè)電源相電壓有效值 220V，電源頻率 50Hz，不可控整流器負(fù)載電阻 10Ω，整流器交流側(cè)電感 2mH，采樣頻率 10kHz，APF 交流側(cè)電感 4mH 不變，改變 APF 直流側(cè)電壓，研究其對 APF 補(bǔ)償性能的影響。但是也說明了無差拍控制的缺點(diǎn)是對主電路參數(shù)的依賴大。圖（a）可明顯看出補(bǔ)償電流波形效果變差，主要的原因是補(bǔ)償電流相對于指令諧波電流存在很大的超調(diào)，紋波過大。這就導(dǎo)致圖（b）中網(wǎng)側(cè)電流波形有突起，突起的位置就是諧波電流發(fā)生非線性變化的位置，在這些時(shí)刻諧波電流變化較快，由于交流大電感的影響，補(bǔ)償電流跟蹤不上指令諧波電流，引起的突起。負(fù)載電流的基波幅值與檢測到的基波電流的幅值基本相等，說明對諧波電流進(jìn)行了正確的檢測，諧波檢測模塊工作正常。（a）為負(fù)載是不可控整流橋時(shí)的負(fù)載電流，從圖中可以看出負(fù)載電流畸變明顯，諧波含量大。5并聯(lián)型有源電力濾波器仿真分析本文采用的是基于SVPWM無差拍控制方法補(bǔ)償電網(wǎng)中的諧波電流，圖51為有源電力濾波器仿真模型，圖52為無差拍控制模塊，圖53為SVPWM仿真模塊。如圖49所示，是的給定值，是的反饋值，兩者之差經(jīng)PI調(diào)節(jié)后得到△ip。如果電容取值過小，就會(huì)造成主電路直流側(cè)電壓波動(dòng)過大；如果電容值取值過大，就會(huì)影響動(dòng)態(tài)響應(yīng)。欠補(bǔ)償會(huì)影響補(bǔ)償電流的精度，過補(bǔ)償會(huì)產(chǎn)生諧波電流。根據(jù)上述分析以及連續(xù)開關(guān)調(diào)制模式下各扇區(qū)的PWM波形可得出以下結(jié)論：定義： （441） 則在不同的扇區(qū)內(nèi)A, B, C三相對應(yīng)的開關(guān)時(shí)間可用、根據(jù)表44進(jìn)行賦值。按照這個(gè)原則，仍以第一扇區(qū)為例其調(diào)制順序?yàn)椋?00100110111110100000，稱為對稱七段式PWM生成方式，即每個(gè)開關(guān)周期都以零矢量（000）開始和結(jié)束，中間是（111），并且根據(jù)開關(guān)損耗最小的原則使每次開關(guān)切換時(shí)只有一個(gè)開關(guān)器件動(dòng)作。但是在實(shí)際運(yùn)用中需對電壓矢量的端點(diǎn)軌跡是否超出正六邊形內(nèi)切圓進(jìn)行判斷，再進(jìn)行、的計(jì)算，具體工程實(shí)現(xiàn)比較麻煩。為了便于軟件設(shè)計(jì)定義了X，Y，Z，從而得出各扇區(qū)基本矢量的作用時(shí)間如表43所示。其矢量合成方程如下：=++ （424）其中：=++式中：、為每個(gè)扇區(qū)所對應(yīng)的電壓矢量作用時(shí)間。（2）相鄰兩個(gè)基本矢量作用時(shí)間的計(jì)算常規(guī)SVPWM模式下，計(jì)算兩個(gè)基本矢量作用時(shí)間在按照上述的方法確定了參考電壓矢量所在的扇區(qū)之后，就需要求出參考電壓矢量所在扇區(qū)的相鄰兩電壓矢量和相應(yīng)零矢量的作用時(shí)間。 可見，坐標(biāo)變換法的實(shí)質(zhì)是通過確定變流器輸出的三相線電壓的極性來判斷參考電壓矢量所在的扇區(qū)。通常有以下兩種方法：（1） 通過確定旋轉(zhuǎn)的角度值來確定其所在的扇區(qū)。如果參考電壓矢量是勻速旋轉(zhuǎn)，可使其端點(diǎn)的運(yùn)動(dòng)軌跡為圓形，從而可得到三相對稱的正弦量。當(dāng)軸與a軸重合時(shí)，兩坐標(biāo)系的變換關(guān)系為： （421）式中f為電壓或電流量，不同的開關(guān)狀態(tài)下變流器交流側(cè)電壓能用下式（422）表示： （k=1~6） (422)從式(422)可知，是6個(gè)模為的空間電壓矢量，且相鄰兩矢量的夾角為60176。設(shè)、為系統(tǒng)在k1與k時(shí)刻的指令電流的值，采用拉格朗日線性插值定理來實(shí)現(xiàn)k+1時(shí)刻指令電流的預(yù)測，得出，它的推導(dǎo)公式為： （418）同樣的原理可以求得拋物線預(yù)測推導(dǎo)公式： （419）將公式（418）與（419）中求得指令電流帶入到無差拍算法公式中求得與之相應(yīng)的指令電壓值，其算法公式如式（420）所示： （420） SVPWM算法的實(shí)現(xiàn)SVPWM控制算法的原理是對變流器各開關(guān)器件的控制信號進(jìn)行不同組合，然后控制各開關(guān)器件的通斷使變流器輸出的電壓空間矢量逼近由三相電壓為標(biāo)準(zhǔn)的正弦波所合成的電壓空間矢量。無差拍SVPWM則恩能夠解決這樣的問題。通常忽略R的影響，公式（415）在第k進(jìn)行進(jìn)行微分離散化得： （416）式（416）中的T為一個(gè)周期，與分別為補(bǔ)償電流在k與k+1時(shí)刻的值。單周控制的優(yōu)點(diǎn)是：變流器的開關(guān)器件的頻率固定；能夠消除一個(gè)周期內(nèi)補(bǔ)償電流和指令信號電流間的穩(wěn)態(tài)誤差和動(dòng)態(tài)誤差；控制電路結(jié)構(gòu)簡單，單周控制器基本由觸發(fā)器、比較器、積分器及時(shí)鐘組成；不受電源干擾。其優(yōu)點(diǎn)是動(dòng)態(tài)響應(yīng)很快。它應(yīng)用的是離散數(shù)學(xué)模型，根據(jù)反饋信號計(jì)算出下一個(gè)采樣周期的脈沖寬度，在下一個(gè)采用周期時(shí)間內(nèi)調(diào)整偏差。重復(fù)控制的優(yōu)點(diǎn)是：系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，穩(wěn)態(tài)性能好。為了提高APF補(bǔ)償精度，三相APF可以采用將基波電流指令和諧波指令通過三相變兩相分別放在基波dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系和各次諧波同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下控制。PI控制，顧名思義含有比例項(xiàng)和積分項(xiàng)，控制精度由這兩項(xiàng)決定，積分項(xiàng)是對低頻段補(bǔ)償，理論上可以實(shí)現(xiàn)對直流信號的無靜差補(bǔ)償控制。為了使補(bǔ)償?shù)碾娏鞲玫母欀C波檢測電流，大多數(shù)情況下都采用固定的滯環(huán)寬度，但是這種方法的問題是，導(dǎo)致變流器中的開關(guān)器件頻率不穩(wěn)定，當(dāng)補(bǔ)償?shù)碾娏髦递^大時(shí)，采用不變的H就會(huì)使得變流器開關(guān)器件的頻率變大，當(dāng)超出器件的最高開關(guān)頻率時(shí)，造成器件的損壞。通過這種方式使得輸出值在輸出上限、輸出下限內(nèi)定，滯環(huán)的環(huán)寬是輸出上限與輸出下限的和。（2）滯環(huán)比較的原理 圖43是滯環(huán)比較器電流控制的原理圖。三角波比較方法設(shè)計(jì)原則是將偏差信號控制到最小，因而要求三角波的頻率大，才能達(dá)到最佳的輸出性能。APF的補(bǔ)償電流控制方法目前APF的電流控制策略主要包括:三角波比較、滯環(huán)電流控制、比例積分PI控制、重復(fù)控制、單周控制、無差拍控制等。計(jì)算的三相瞬時(shí)電壓，是為了判斷逆變器各開關(guān)器件的開斷，通過三相瞬時(shí)電壓產(chǎn)生脈沖序列來控制逆變器的開關(guān)的開斷，從而產(chǎn)生響應(yīng)的電壓。大多數(shù)APF控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖41所示。補(bǔ)償電流跟蹤的作用是將檢測電流的指令信號和實(shí)際補(bǔ)償電流比較，產(chǎn)生PWM信號控制主電路各個(gè)開關(guān)器件的通斷，最終保證補(bǔ)償電流跟蹤其指令信號的變化。并聯(lián)型有源濾波裝置對非線性負(fù)載產(chǎn)生的諧波電流和無功電流進(jìn)行實(shí)時(shí)跟蹤補(bǔ)償，從而使電網(wǎng)電流和電壓同相位正弦化。參考電流與實(shí)際輸出電流的差值為電流誤差矢量。①輸出側(cè)電感為理想電感，不考慮內(nèi)阻；②電力電子器件為理想的器件，不考慮各個(gè)功率器件及二極管的通態(tài)壓降；③不考慮死區(qū)時(shí)間；④理想電源。本章小結(jié)：本章分析的是APF主電路參數(shù)設(shè)計(jì)，給出有源電力濾波器的容量、直流側(cè)電容和電壓、交流側(cè)電感的計(jì)算方法，根據(jù)設(shè)計(jì)的電路選擇合適的主電路開關(guān)器件。忽略SAPF交流側(cè)電阻： （312）由上式得A相電感的取值是， （313）上式中， （314）當(dāng)并聯(lián)型有源濾波器運(yùn)行的時(shí)間足夠長，那么交流側(cè)電壓的平均作用為零，為1/3的概率為2/3，為2/3的概率為1/3，因此，的期望值為4/9，代入式(313)得： （315）輸出的補(bǔ)償電流需要跟蹤指令電流的變化，那么在每一個(gè)PWM波形周期內(nèi)補(bǔ)償電流的變化率要求大于指令電流的變化率。針對本文直流側(cè)電容值取1mF。如果選擇的電容值大，那么電容的重量和體積就會(huì)增大，成本也相應(yīng)的增加；如果選擇的電容小，則波動(dòng)就會(huì)很大，那么APF的補(bǔ)償效果不理想。有源電力濾波器要對50 次諧波有較好的補(bǔ)償效果，開關(guān)器件的工作頻率最好在 7 2500Hz = 17 500Hz 以上。器件電壓的選擇決定于APF直流母線電壓，一般取IGBT耐壓為的2倍左右即可以滿足要求。IGBT是一種N溝道增強(qiáng)型場控(電壓)復(fù)合器件，兼有功率MOSFET和雙極性器件的優(yōu)點(diǎn)：電壓驅(qū)動(dòng)、輸入阻抗高、開關(guān)速度快、安全工作區(qū)寬、飽和壓降低、耐壓高、電流大。 理論上，器件的開關(guān)頻率越高，有源濾波器對諧波的補(bǔ)償能力越強(qiáng)，補(bǔ)償諧波的效果越好， 但隨著開關(guān)器件開關(guān)頻率的增高，開關(guān)損耗也會(huì)增加，器件工作時(shí)對散熱的要求也越高，同時(shí)器件的價(jià)格也會(huì)越高。參考有源濾波器容量以及逆變器直流側(cè)電壓來決定IGBT的型號。但是相應(yīng)的對開關(guān)耐壓的要求越高，成本也將增加，因此在選擇直流側(cè)電壓時(shí)要綜合考慮。當(dāng)APF正常工作時(shí)，實(shí)際補(bǔ)償電流跟隨指令電流 的呈鋸齒波形狀變化，相對于原理圖，以A相為例則： （32）式中，Ka是開關(guān)系數(shù)，表31中是主電路中各個(gè)工作模式相應(yīng)的開關(guān)系數(shù)，1”表示上橋臂導(dǎo)通，下橋臂截止；0”表示上橋臂截止，下橋臂導(dǎo)通。當(dāng)系統(tǒng)中負(fù)載電阻為10Ω時(shí)，不接入有源電力濾波裝置時(shí)測得系統(tǒng)中負(fù)載電流約為55A。由上式可得，與的大小和U有關(guān)。元器件的參數(shù)的合適與否不僅關(guān)系到有源濾波系統(tǒng)能否正常運(yùn)行，而且還會(huì)影響有源濾波器的補(bǔ)償性能指標(biāo)以及濾波器的成本因素。研究新的諧波特性辨識方法，提高檢測精度；（4）諧波檢測、分析與控制集成在一起，實(shí)現(xiàn)測量、分析與控制一體化；（5）完善現(xiàn)有的諧波檢測理論體系，提出新的更過高效諧波檢測方法。由瞬時(shí)無功功率理論計(jì)算出瞬時(shí)有功電流和瞬時(shí)無功電流，經(jīng)過低通濾波器得到直流分量、后，再經(jīng)反變換得出基波有功分量、與負(fù)載電流相減得出諧波分量、。此檢測系統(tǒng)是一個(gè)閉環(huán)連續(xù)調(diào)節(jié)的系統(tǒng)，其運(yùn)行特性幾乎不受元件參數(shù)的影響，對器件特性依賴不大；因此，當(dāng)電網(wǎng)電壓發(fā)生頻率波動(dòng)和波形畸變時(shí)，檢測系統(tǒng)仍能正常工作，具有比較強(qiáng)的自適應(yīng)能力，能較好地跟蹤信號，但需要得到電網(wǎng)電壓的相位，因此動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度較慢。這種方法的缺點(diǎn)是需要用到很多模擬乘法器，計(jì)算量大，對參數(shù)依賴性大，調(diào)整困難，易產(chǎn)生誤差。這兩種方法都能準(zhǔn)確地檢測出三相三線制對稱電路中的諧波電流。這種方法是將負(fù)載電流分解為與電網(wǎng)電壓波形一致的有功電流分量和垂直于電壓波形的無功電流分量兩個(gè)正交分量。大多數(shù)情況用50Hz的帶通或帶阻濾波器濾除負(fù)載電流中的50Hz基波分量，獲得諧波電流分量。通過電網(wǎng)系統(tǒng)中負(fù)載電流信號的FFT分析，得到負(fù)載電流中各次諧波分量。因此，電網(wǎng)中的諧波和無功進(jìn)行檢測、抑制及補(bǔ)償是治理電網(wǎng)中諧波污染的途徑。有源濾波器主要包括諧波檢測和無功電流檢測，有源濾波器性能的好壞取決于是否能精確的檢測出需要補(bǔ)償?shù)闹C波分量，并能動(dòng)態(tài)跟蹤。 當(dāng)補(bǔ)償諧波電流時(shí)，APF檢測出負(fù)載電流中諧波電流為，將其反極性后，作為補(bǔ)償電流指令信號，由補(bǔ)償電流發(fā)生電路產(chǎn)生的與幅值大小相等、方向相反的實(shí)際補(bǔ)償電流，因此，電源電流中只含有基波成分。概括的說APF是由：指令電流運(yùn)算電路和補(bǔ)償電流發(fā)生電路兩大部分構(gòu)成。通過無差拍控制方法得出的電壓信號經(jīng)SVPWM調(diào)制產(chǎn)生控制主電路開關(guān)器件的通斷的PWM脈沖，產(chǎn)生補(bǔ)償電流。表2 注入公共連接點(diǎn)的諧波電流允許值標(biāo)準(zhǔn)電壓/KV基準(zhǔn)短路容量234567891011121310786239622644192116281324標(biāo)準(zhǔn)電壓/KV基準(zhǔn)短路容量141516171819202122232425101112101891689714612 （11）式（11）中，為公共連接點(diǎn)的最小短路容量（MVA），為基準(zhǔn)短路容量（MVA），為表12中的第h次諧波電流允許值（A），為短路容量為時(shí)的第h次諧波電流允許值。表1 GB/T145491993公用電網(wǎng)電壓（線電壓）限值電網(wǎng)標(biāo)稱電壓/KV電網(wǎng)總諧波畸變率奇次諧波電壓含有率偶次諧波電壓含有率%%%6%%%10%%%35%%%66%%%110%%%2）諧波電流電壓的畸變是由于諧波電流作用在系統(tǒng)阻抗或線路阻抗上引起的，因此各標(biāo)準(zhǔn)對諧波電流的限定更加詳細(xì)。1）諧波電壓國際電工委員會(huì)（IEC）制定了 IEC 61000 系列標(biāo)準(zhǔn)文件，其中 IEC 6100022《公用低壓供電系統(tǒng)中低頻傳導(dǎo)干擾和信號的兼容性標(biāo)準(zhǔn)》中規(guī)定了中、低壓電網(wǎng)電壓各次諧波允許值。(3)降低有源電力濾波器的制造成本。諧波電流檢測、電流跟蹤控制和主電路脈沖信號的產(chǎn)生等是有源電力濾波器補(bǔ)償性能的重要因素。瞬時(shí)無功功率、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)和小波變換檢測法等新檢測法將得到廣泛應(yīng)用。以前基本停留在穩(wěn)態(tài)諧波檢測上，目前電力電了設(shè)備受非穩(wěn)態(tài)諧波的影響己不容忽視。而現(xiàn)實(shí)情況中，我們只需要對主電路采用適當(dāng)?shù)目刂扑惴?，就能穩(wěn)定直流側(cè)電容電壓，因此，為電容單獨(dú)提供電源沒有必要。目前應(yīng)用較多的補(bǔ)償電流跟蹤控制策略主要有[5]：三角波比較方式、滯環(huán)比較器的瞬時(shí)值比較方式、周期采樣控制、無差拍控制等。近年有關(guān)檢測技術(shù)發(fā)表了大量的論文[4]，主要有：基于傅里葉分析的時(shí)域變換法及基于傅里葉變換改進(jìn)的方法、瞬時(shí)無功功率理論及基于瞬時(shí)無功功率理論改進(jìn)的算法、小波變換、同步檢測法、自適應(yīng)檢測法