【正文】 由于時(shí)間的限制，論文還存在很多不足的地方，如參數(shù)設(shè)計(jì)不一定最優(yōu)等，課題還有待進(jìn)一步的研究和完善。在控制環(huán)節(jié)上，在能量正向流動(dòng)時(shí)，控制回路采用電壓模式控制。 相對于其它型號的DSP控制芯片，TMS320LF2407A采用了高性能靜態(tài)CMOS技術(shù)，減小了控制器的功耗；40MIPS的執(zhí)行速度使得指令周期可縮短到25ns(40MHz)，從而提高了控制器的實(shí)時(shí)控制能力；集成了32K字的閃存(可加密)、500ns轉(zhuǎn)換時(shí)間的A/D轉(zhuǎn)換器，片上事件管理器提供了可以滿足各種電機(jī)的PWM接口和I/O功能，此外還提供了適用于工業(yè)控制領(lǐng)域的一些特殊功能，所以本文選用了TMS320LF2407A這一控制芯片。DSP器件比16位單片機(jī)單指令執(zhí)行時(shí)間快8～10倍完成一次乘加運(yùn)算快16～30倍。提供高速、同步串口和標(biāo)準(zhǔn)異步串口。另一方面由于移相精度與計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)周期成反比，因此可選用速度更快的DSP來提高移相控制精度。由于半橋 DC/DC變換器開關(guān)頻率為20kHz，對應(yīng)的定時(shí)器T1周期寄存器值為500，最大移相角為90176。應(yīng)用這個(gè)原理，可以通過在每半個(gè)定時(shí)器周期內(nèi)，根據(jù)移相角值來調(diào)整比較寄存器的比較值，從而實(shí)現(xiàn)移相驅(qū)動(dòng)信號。根據(jù)使用比較器的不同，有兩種產(chǎn)生PWM波的方法：一種是使用定時(shí)器比較寄存器；另一種是使用比較單元，其中后者可以在PWM1~PWM4引腳上輸出4個(gè)帶有死區(qū)的PWM控制信號。若利用專用的模擬控制器，例如UCC3875和UCC3895來產(chǎn)生移相波形[5][16]，模擬方式雖然成本較低但調(diào)試較麻煩，且硬件電路不具備通用性，基于DSP的數(shù)字控制與傳統(tǒng)的模擬控制相比較，在可靠性，靈活性和適用性上具有更大的優(yōu)勢，因此在復(fù)雜的、高性能的控制中，數(shù)字方式得到了更為廣泛的應(yīng)用。程序的編寫主要注意以下幾個(gè)方面：進(jìn)入中斷服務(wù)程序要保護(hù)現(xiàn)場以避免數(shù)據(jù)丟失；由于移相PWM方波信號的頻率為20kHZ，因此每次響應(yīng)中斷的時(shí)間只有50s，軟件的編寫要求十分講求效率。系統(tǒng)軟件主要分成兩大部分：主程序模塊和PWM定時(shí)中斷服務(wù)程序模塊。當(dāng)MOSFET導(dǎo)通而D1截止時(shí)，C2自舉，D2截止，C2上的存儲電荷為IR2118的驅(qū)動(dòng)輸出提供電源。2） MOSFET驅(qū)動(dòng)電路原理用IR2118驅(qū)動(dòng)的功率MOSFET驅(qū)動(dòng)電路原理圖如圖57所示。IN端是控制脈沖輸入端；COM端是Vcc的參考地端；Vs端是高端浮置電源偏移電壓。變換器中功率MOSFET源極電位不固定，較難驅(qū)動(dòng)，這里選用國際整流器公司的IR2118作為N溝道功率MOSFET驅(qū)動(dòng)器。通過調(diào)整可變電阻的滑動(dòng)端可以改變電壓比較器同向端的參考電壓值，當(dāng)采樣信號的電壓值高于電壓比較器的同向端的參考值時(shí)，輸出端的ov信號變低，通過與其他的故障信號相與后，得到信號，事件管理器模塊根據(jù)信號決定是否打開PWM的輸出通道。因此，雙向DC/DC變換器利用CAN總線與系統(tǒng)的其它部分相互連接，變換器定時(shí)通過CAN總線向上位機(jī)發(fā)送變換器的狀態(tài)信息，同時(shí)也通過CAN總線接收上位機(jī)的指令信息。3）采用短幀結(jié)構(gòu)，每幀字節(jié)數(shù)最多為8個(gè)，傳輸時(shí)間短。采用非破壞性的總線仲裁技術(shù)，節(jié)省了總線仲裁時(shí)間。 圖54 電流采樣調(diào)理電路Fig 54 Current sampling conditioning circuit電路中的采樣元件檢測電流，首先將被檢測的電流信號轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的電壓信號輸出，經(jīng)過集成運(yùn)放的電壓偏置電路后，濾波消除高頻噪聲的影響后經(jīng)過限幅的信號送至DSP的采樣通道采樣。該傳感器屬于霍爾電流傳感器，檢測電流的范圍是150A~+150A，最大帶寬50KHz，輸出電壓為40177。轉(zhuǎn)換結(jié)果保存在結(jié)果寄存器（RESULTx）；軟件、事件管理器和外部引腳等多個(gè)觸發(fā)源可以啟動(dòng)AD轉(zhuǎn)換。將TPS7333的信號直接與DSP的連接即可完成DSP的上電復(fù)位。為了保證DSP芯片電源的穩(wěn)定與準(zhǔn)確，控制板上使用TPS7333將＋5V的電壓轉(zhuǎn)換成＋。電源電路如圖52所示，主要用于產(chǎn)生DSP控制模塊中所需的各種電平值。為了產(chǎn)生對稱的PWM波形，需要將事件管理器的通用定時(shí)器的計(jì)數(shù)模式設(shè)置為連續(xù)增/減模式，根據(jù)開關(guān)器件的開關(guān)頻率fsw。單周期16位乘法指令，可以產(chǎn)生32位的乘法結(jié)果。本課題使用TMS320LF2407A做為核心控制模塊來處理變換器的輸出電壓、電流和功率器件IGBT的PWM驅(qū)動(dòng)信號，同時(shí)還可以實(shí)現(xiàn)變換器的保護(hù)、上下位機(jī)通訊等功能[26]。雙向半橋DC/DC變換器的設(shè)計(jì)，主要包括硬件設(shè)和軟件設(shè)兩部分。在短立即尋址中，指令字包括一個(gè)9或13位的操作數(shù)，而長立即尋址采用16位操作數(shù)。這兩個(gè)寄存器可以被保存至數(shù)據(jù)存儲器或從數(shù)據(jù)存儲器加載，從而在子程序調(diào)用或進(jìn)入中斷時(shí)實(shí)現(xiàn)CPU各種狀態(tài)的保存。該常數(shù)取自指令字的8位最低有效位。ARAU的主要功能是在CALU操作的同時(shí)執(zhí)行8個(gè)輔助寄存器(AR0~AR7)上的算術(shù)運(yùn)算。③輸出數(shù)據(jù)定標(biāo)移位器(OSCALE)。這些運(yùn)算功能包括：16位加、16位減、布爾運(yùn)算、位測試以及移位和旋轉(zhuǎn)功能。輸入定標(biāo)移位器作為從程序/數(shù)據(jù)存儲空間到CALU間數(shù)據(jù)傳輸路徑的一部分，不會占用時(shí)鐘開銷。DSP芯片內(nèi)部關(guān)鍵的乘法器部件從1980年的占模片區(qū)的40%左右下降到50k以下，片內(nèi)RAM數(shù)量增加一個(gè)數(shù)量級以上。1990年，推出了與IEEE浮點(diǎn)格式兼容的浮點(diǎn)DSP芯片MC960020。而第一個(gè)高性能浮點(diǎn)DSP芯片應(yīng)是ATamp。如今，TI公司的一系列DSP產(chǎn)品己經(jīng)成為當(dāng)今世界上最有影響的DSP芯片。1980年，日本NEC公司推出的D7720是第一個(gè)具有乘法器的商用DSP芯片。圖410為反向工作模式下，輸出電壓12V、輸出功率P0=72W時(shí)，變壓器漏感Ls兩邊電壓Vr1和Vr2的波形。圖47 變壓器電壓電流波形Fig47 Voltage and current Waveforms of transformer3） 雙向半橋零電壓DCDC變換器正向工作時(shí)的主要波形雙向半橋零電壓DCDC變換器正向工作時(shí)，控制電路采用電壓模式控制。圖45 平均電流模式控制的具體實(shí)現(xiàn)電路圖Fig45 Specific circuit of implementing average currentmode control 仿真分析按照上章中給出的方法計(jì)算出變換器輸出功率P0=72W時(shí)，輸入電感、變壓器漏感以及隔直電容仿真所用的參數(shù)如下:輸入電感：Ldc=100μH；變壓器漏感：Ls=8μH；隔直電容：Ct1=， Ct2=。電流誤差信號經(jīng)比例積分調(diào)節(jié)器PI2后送給移相生成電路，產(chǎn)生4路PWM脈沖信號，經(jīng)過驅(qū)動(dòng)電路后驅(qū)動(dòng)MOS管進(jìn)行功率調(diào)節(jié)。二者的誤差信號經(jīng)比例積微分調(diào)節(jié)器PID后，得到的輸出信號送給移相生成電路，產(chǎn)生4路PWM脈沖信號，經(jīng)過驅(qū)動(dòng)電路后驅(qū)動(dòng)MOS管進(jìn)行功率調(diào)節(jié)。但相對于平均電流模式而言，峰值電流模式存在對噪聲敏感、控制方法較復(fù)雜、需要斜波補(bǔ)償和不易于實(shí)現(xiàn)等不足之處。電流模式又分為峰值電流模式和平均電流模式。Simulink的名稱表明了該系統(tǒng)的兩個(gè)主要功能:仿真Simu和連接Link，即該軟件可以利用鼠標(biāo)在模型窗口上繪制出所需要的控制系統(tǒng)模型，然后利用Simulink提供的功能來對系統(tǒng)進(jìn)行仿真和分析，它使用戶把更多的精力投入到系統(tǒng)模型的構(gòu)建，而非語言的編程上。它集數(shù)值計(jì)算、符號運(yùn)算和圖形處理功能于一身，與其它計(jì)算語言相比，Matlab在功能、開放性和易學(xué)性等方面獨(dú)占鰲頭。4 雙向半橋DCDC變換器的仿真分析 引言在工程實(shí)際中，需要借助專用的系統(tǒng)仿真軟件，對建立的模型進(jìn)行分析和仿真。一般情況下，不希望隔直電容兩端的電壓變化太大，以免產(chǎn)生過高的EMI。可以看出，只要給定變換器的輸出功率和電流紋波值，就很容易選擇電感Ldc的值。從上式可以看出，輸出功率可以通過改變、D和f來調(diào)節(jié)。在模式1： (31)式中，V1和V2是電容C1和C4兩側(cè)的電壓， Ir1(0)是變壓器原邊電流Ir1在=0的初始值。下面來討論該漏感是如何確定的。這里只討論變壓器漏感的選取。在反向模式下ZVS通斷的條件也主要決定于在t1,t5,t7,t11時(shí)刻電流Ir1與Id1的值。然而此電路有它自身的特點(diǎn)，不需要另外的輔助電路，而是通過開關(guān)管的寄生電容和變壓器的漏感來實(shí)現(xiàn)ZVS。變壓器的作用主要是用來隔離高、低壓側(cè)同時(shí)使得高、低壓的電壓相匹配，來減小開關(guān)管的電流應(yīng)力。圖28b 階段11 Fig28b Step 1113）階段12：(t12~t13) 如圖29在t12時(shí)刻，當(dāng)諧振電容Cr3的電壓下降到0時(shí)，D3開始導(dǎo)通。圖27b 階段9 Fig27b Step 911）階段10：(t10~t11) 如圖28a從t10時(shí)刻起，電流I r1開始超越Id1，電流也從D1轉(zhuǎn)移到S1。電流Ir1也開始上升直到在t9時(shí)刻為0。諧振電容Cr1，Cr2和Tr的漏感Ls開始諧振，諧振電容Cr1兩邊的電壓V1+V2開始下降。相應(yīng)的，它們充放電的快慢取決于在t5時(shí)刻電流Ir1的大小。此時(shí)D3也導(dǎo)通到t4時(shí)刻。圖23b 階段1Fig23b Step 13） 階段2：(t2~t3 ) 如圖24a在t2時(shí)刻,當(dāng)諧振電容Cr2兩邊的電壓Vcr2下降到0時(shí)，S2體內(nèi)的寄生二極管導(dǎo)通, 諧振電容Cr1的電壓被充電在V1+V2。整個(gè)工作周期分為12個(gè)階段:1） 階段0：(t0~t1 ) 如圖23a電路處于穩(wěn)定狀態(tài)，開關(guān)管S1和D3導(dǎo)通。但當(dāng)輸入方波電源Vr1的幅值和輸出方波電源Vr2的幅值不匹配時(shí)，如V1V3，簡化電路的主要原理波形如圖22。圖中LS為變換器隔離變壓器的漏感。和雙向全橋變換器相比，元器件的數(shù)量減少了一半。另外電路中沒有大的延時(shí)器件存在,變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)較快。它可以不用輔助電路就可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)的零電壓通斷，而且轉(zhuǎn)換效率高和控制電路簡單。3) 討論了電路中主要元件參數(shù)的選取原則，并通過仿真進(jìn)行了驗(yàn)證。同時(shí)，還保持了常規(guī)的硬開關(guān)半橋PWM雙向DCDC變換器中拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡潔、控制方式簡單、開關(guān)頻率恒定，元器件的電壓和電流應(yīng)力小等優(yōu)點(diǎn)。而PWM控制具有器件的電壓電流應(yīng)力低、通態(tài)損耗小、無環(huán)流的優(yōu)點(diǎn)，但功率開關(guān)為硬開關(guān)。相移控制雙向DCDC功率變換器具有功率器件電壓、電流應(yīng)力小，額定工作無需增加輔助器件即可實(shí)現(xiàn)功率器件的零電壓開關(guān)條件等優(yōu)點(diǎn)。它們的顯著有點(diǎn)是無需增加輔助器件即可實(shí)現(xiàn)功率器件的零電壓或零電流開關(guān)條件，電路簡單、可靠、經(jīng)濟(jì)。典型的有源鉗位電流饋全橋式雙向DCDC功率變換器雖然正向工作時(shí)可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，但反向工作時(shí)輔助鉗位開關(guān)為硬開關(guān)。目前雙向DCDC功率變換器的軟開關(guān)方法主要可以分為采用輔助開關(guān)軟開關(guān)方法和不采用輔助開關(guān)軟開關(guān)方法。其不足之處有:①正向工作中由于有源鉗位工作方式引起的變換器電流應(yīng)力較大，造成通態(tài)損耗變高。當(dāng)然有源鉗位技術(shù)也可用于雙向DCDC變換器，如圖112所示，Sc，Cc組成了有源鉗位輔助回路。如圖111所示，其中Cr，Lr，Dr，Dp組成了額外加入的無源緩沖網(wǎng)絡(luò)，它吸收了副邊電壓回饋電路中的電壓尖峰，相對于最簡單的RCD吸收器，它基本不消耗功率，其缺點(diǎn)是不能完全抑制電壓尖峰，只是緩沖。圖110 準(zhǔn)方波零電壓PWM雙向DCDC變換器Fig110 Quasisquare wave ZVS PWM bidirectional DCDC converter3) FBZVSPWM雙向DCDC變換器[18]橋式雙向DCDC變換器較容易通過相移控制實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，優(yōu)點(diǎn)是控制簡單，恒頻控制，而且一般不用增加輔助器件即可實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，對系統(tǒng)的寄生參數(shù)不敏感，變換器中器件的電壓電流應(yīng)力較小，較適于高壓場合，同單向DCDC橋式變換器類似，變換器橋臂內(nèi)部開關(guān)管互補(bǔ)工作，利用隔離變壓器漏感中儲備的能量來實(shí)現(xiàn)橋臂的零電壓開關(guān)。圖19 恒頻零電壓開關(guān)多諧振雙向DCDC變換器Fig19 ZVS mulresonance bidirectional DCDC converter with constant frequency2) 準(zhǔn)方波零電壓PWM雙向DCDC變換器如圖110所示，開關(guān)以互補(bǔ)方式工作。圖18 ZCS/ZVSSCyR Buck/Boost雙向DCDC變換器Fig18 ZCS/ZVSSCyR Buck/Boost bidirectional DCDC converter其中Lr，Cr為諧振電感和諧振電容。因此在某些應(yīng)用場合實(shí)現(xiàn)雙向的軟開關(guān)較為困難，所以，在某些應(yīng)用場合，變換器在功率傳輸大的方向上使用軟開關(guān)工作模式，而在功率傳輸小的方向上仍以硬開關(guān)工作模式為主。近年來，國內(nèi)外在雙向DCDC變換器方面的研究重點(diǎn)也主要集中在這個(gè)方面：高頻化的同時(shí)如何使用軟開關(guān)技術(shù)降低其開關(guān)損耗，從而提高變換器的效率。 雙向DCDC變換器軟開關(guān)技術(shù)現(xiàn)狀硬開關(guān)雙向DCDC變換器在電流連續(xù)工作模式下會遇到嚴(yán)重的問題，這往往與有源開關(guān)器件(如MOSFET)的體內(nèi)寄生二極管有關(guān)，因它關(guān)斷過程中的反向恢復(fù)電流而產(chǎn)生的電流尖峰對開關(guān)器件有極大的危害。這個(gè)輔助電源有兩個(gè)功用：1)在燃料電池發(fā)電前通過雙向DCDC變換器升壓，提供高電壓總線的能量；2)當(dāng)汽車制動(dòng)時(shí)，逆變器和雙向DCDC變換器再將再生制動(dòng)的能量存儲到蓄電池中。對于交流電機(jī)、同步電機(jī)、永磁無刷電機(jī)等電機(jī)則采用間接驅(qū)動(dòng)的方法，雙向DCDC變換器可以調(diào)節(jié)逆變器的輸入電壓，并使得回饋制動(dòng)控制容易。一方面，雙向DCDC變換器可以將制動(dòng)剎車時(shí)的動(dòng)能轉(zhuǎn)化而來的電能回饋給蓄電池，這樣，不但可以節(jié)省能源，提高效率，優(yōu)化電機(jī)控制性能，同時(shí)還可以避免在使用單向DCDC變換器時(shí)出現(xiàn)的變換器輸出端出現(xiàn)浪涌電壓等不利情況。本論文即是要研究應(yīng)用在該領(lǐng)域的一種雙向DCDC變換器。當(dāng)日光充足時(shí)，太陽能陣列除保證負(fù)載的正常供電外，將多余能量通過雙向DCDC變換器存儲到蓄電池中；當(dāng)日光不足時(shí)，太陽能陣列不足以提供負(fù)載