31引言32信道定義與數(shù)學(xué)模型33信道數(shù)學(xué)模型34恒參信-wenkub.com
2025-09-28 16:41 本頁面
【正文】 167。 為了保證這些信息能夠無誤地通過信道 ， 則要求信道容量至少要 104b/s才行 。 信道帶寬 B趨于無窮大時(shí) ， 信道容量的極限值為 )1(l og)1(l og020002 limlimlim BnSSBnnSBnSBBB BC ??????????020 nsens ?? () 2. 由香農(nóng)公式 ()可以看出：對(duì)于一定的信道容量 C來說 ， 信道帶寬 B、 信號(hào)噪聲功率比 S/N及傳輸時(shí)間三者之間可以互相轉(zhuǎn)換 。 香農(nóng)公式表明的是當(dāng)信號(hào)與信道加性高斯白噪聲的平均功率給定時(shí) ， 在具有一定頻帶寬度的信道上 ， 理論上單位時(shí)間內(nèi)可能傳輸?shù)男畔⒘康臉O限數(shù)值 。 在信道模型中 ， 我們定義了兩種廣義信道：調(diào)制信道和編碼信道 。 為了使得分析噪聲功率相對(duì)容易 ， 通常用噪聲等效帶寬來描述 。 如果線性網(wǎng)絡(luò)具有窄帶特性 ， 則輸出噪聲為窄帶噪聲 。高斯白噪聲的雙邊功率譜密度為 )/(2)( 0 Hzwnfp n ?其自相關(guān)函數(shù)為 )(2)( 0 ??? nR n ?式 ( 6)說明 ， 零均值高斯白噪聲在任意兩個(gè)不同時(shí)刻的取值是不相關(guān)的 ， 因而也是統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的 。 除了熱噪聲之外 ， 電子管和晶體管器件電子發(fā)射不均勻所產(chǎn)生的散彈噪聲 ， 來自太陽 、 銀河系及銀河系外的宇宙噪聲的功率譜密度在很寬的頻率范圍內(nèi)也是平坦的 ， 其分布也是零均值高斯的 。 這個(gè)頻率范圍是很寬的 ， 包含了毫米波在內(nèi)的所有頻段 ， 通常我們把這種噪聲按白噪聲處理 。 實(shí)驗(yàn)結(jié)果和理論分析證明 ， 在阻值為 R的電阻器兩端所呈現(xiàn)的熱噪聲 ， 其單邊功率譜密度為 )/(1)e x p (4)( 2Zn HVKThfR h ffP??式中 ， T為所測(cè)電阻的絕對(duì)溫度 ， K= 1023(J/K)為玻耳茲曼常數(shù) ， h= 1034(J/s)為普朗克常數(shù) 。 起伏噪聲的特點(diǎn)是具有很寬的頻帶 ，并且始終存在 ， 它是影響通信系統(tǒng)性能的主要因素 。 可以通過選擇合適的工作頻率 、 遠(yuǎn)離脈沖源等措施減小和避免脈沖噪聲的干擾 。 包括工業(yè)干擾中的電火花 、 汽車點(diǎn)火噪聲 、 雷電等 。 單頻噪聲主要是無線電干擾 ， 頻譜特性可能是單一頻率 ， 也可能是窄帶譜 。 它來源于通信設(shè)備的各種電子器件 、 傳輸線 、 天線等 。 自然噪聲是指自然界存在的各種電磁波源所產(chǎn)生的噪聲 。 (1) 人為噪聲 。 除此之外 ， 信道的加性噪聲同樣會(huì)對(duì)信號(hào)傳輸產(chǎn)生影響 。接 收 端輸 出可 變 增 益 加 權(quán) k1??可 變 增 益 加 權(quán) k2可 變 增 益 加 權(quán) kN 控制各支路增益 ， 使它們分別與本支路的信噪比成正比 ， 然后再相加得到接收信號(hào) 。 圖 2 選擇式合并原理圖 發(fā)送端選擇邏輯接收端輸出k2??k1kN圖 3 等增益合并、 最大比值合并原理 發(fā) 送 端207。 合并方式 在接收端采用分集方式可以得到 N個(gè)衰落特性相 互獨(dú)立的信號(hào)， 所謂合并就是根據(jù)某種方式把得到 的各個(gè)獨(dú)立衰落信號(hào)相加后合并輸出，從而獲得分集 增益。 圖中 ， 發(fā)送端用一副天線發(fā)射 ， 接收端用 N副天線接收 。 為了在接收端得到多個(gè)互相獨(dú)立或基本獨(dú)立的接 收信號(hào)， 一般可利用不同路徑、不同頻率、不同角 度、不同極化、不同時(shí)間等接收手段來獲取。 其中分集接收技術(shù)是一種有效的抗衰落技術(shù) ， 已在短波通信 、 移動(dòng)通信系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用 。 多徑傳播時(shí)的相對(duì)時(shí)延差通常用最大多徑時(shí)延差來表征 。 171。 頻率選擇性衰落是多徑傳播的又一重要特征 。 設(shè)發(fā)射波為 Acosω0 t， 則經(jīng)過 n條路徑傳播后的接收信號(hào) R(t)可用下式表述： )]()(c o s [)()]([c o s)()( 0101ttwtttwttR iniiinii ???? ???? ????() 式中 μi(t)－－第 i條路徑的接收信號(hào)的振幅； τi(t)－－第 i條路徑的傳輸延遲 ， 它隨時(shí)間不同而變化 )()( 0i tt i??? ??經(jīng)大量觀察表明 μi(t)和 φi(t)隨時(shí)間的變化與發(fā)射載頻的周期相比 ， 通常要緩慢的多 ， 即 μi(t)和 φi(t)可認(rèn)為是緩慢變化的隨機(jī)過程 。 以上四種形式如圖 3 16 所示。 當(dāng)垂直入射(φ0=0o)時(shí) ， 能從電離層反射的最高頻率稱為臨界頻率 ， 記為 f0。 由于 D、 E層電子密度小 ， 不能形成反射條件 ， 所以短波電波不會(huì)被反射 。 電離層厚度有數(shù)百千米 ， 可分為 D、 E、 F1和 F2四層 ， 如圖 3 15所示 。 我們首先介紹兩種典型的隨參信道 。 如果傳輸數(shù)字信號(hào) ， 相頻失真同樣會(huì)引起碼間干擾 ， 特別當(dāng)傳輸速率較高時(shí) ， 相頻失真會(huì)引起嚴(yán)重的碼間干擾 ， 使誤碼率性能降低 。 3. 相位 頻率失真 當(dāng)信道的相位 頻率特性偏離線性關(guān)系時(shí) ， 將會(huì)使通過信道的信號(hào)產(chǎn)生相位 頻率失真 ， 相位 頻率失真也是屬于線性失真 。 圖 3 12(a)所示是典型音頻電話信道的幅度衰減特性 。 由理想的恒參信道特性可知 ， 在整個(gè)頻率范圍 ，其幅頻特性為常數(shù) (或在信號(hào)頻帶范圍之內(nèi)為常數(shù) )，其相頻特性為 ω的線性函數(shù) (或在信號(hào)頻帶范圍之內(nèi)為 ω的線性函數(shù) )。 1. 理想恒參信道特性 理想恒參信道就是理想的無失真?zhèn)鬏斝诺溃? 其等效的線性網(wǎng)絡(luò)傳輸特性為 其中 K0為傳輸系數(shù)， td為時(shí)間延遲，它們都是與頻率無關(guān)的常數(shù)。 因此 ， 其傳輸特性可以等效為一個(gè)線性時(shí)不變網(wǎng)絡(luò) 。 目前衛(wèi)星中繼信道主要工作頻段有： L頻段() 、 C 頻段 (4/6GHz) 、 Ku 頻段(12/14GHz)、 Ka頻段 (20/30GHz)。 若以同步衛(wèi)星作為中繼站 ， 采用三個(gè)相差 120176。 微波中繼信道是由地面建立的端站和中繼站組成 。 相鄰中繼站間距離一般為40~50 km， 當(dāng)進(jìn)行長(zhǎng)距離通信時(shí) ， 需要在中間建立多個(gè)中繼站 ， 如圖 3 9 所示 。 實(shí)際應(yīng)用中同軸電纜的外導(dǎo)體是接地的 ， 對(duì)外界干擾具有較好的屏蔽作用 ， 所以同軸電纜抗電磁干擾性能較好 。 為了減小各線對(duì)之間的相互干擾 ，每一對(duì)線都擰成扭絞狀 ， 如圖 3 5 所示 。 三種有線電信道 明線是指平行而相互絕緣的架空裸線線路 。 圖 3 4 給出了一個(gè)多進(jìn)制無記憶編碼信道模型。 一個(gè)特定的編碼信道 ， 有確定的轉(zhuǎn)移概率 。 圖中 P(0)和 P(1)分別是發(fā)送 “ 0”符號(hào)和 “ 1”符號(hào)的先驗(yàn)概率 ， P(0/0)與 P(1/1)是正確轉(zhuǎn)移的概率 ， 而 P(1/0)與 P(0/1)是錯(cuò)誤轉(zhuǎn)移概率 。 2. 編碼信道模型 編碼信道包括調(diào)制信道 、 調(diào)制器和解調(diào)器 ， 它與調(diào)制信道模型有明顯的不同 ， 是一種數(shù)字信道或離散信道 。 對(duì)于信號(hào)來說，如果我們了解 k(t)與 n(t)的特性，就能知道信道對(duì)信號(hào)的具體影響。 現(xiàn)在 ， 我們假定能把 f［ ei(t)］寫為 k(t) ei(t)， 其中 ， k(t)依賴于網(wǎng)絡(luò)的特性 ， k(t)乘 ei(t)反映網(wǎng)絡(luò)特性對(duì) ei(t)的作用 。通過對(duì)調(diào)制信道進(jìn)行大量的分析研究，發(fā)現(xiàn)它具有如下共性： 有一對(duì)（或多對(duì)）輸入端和一對(duì)（或多對(duì)）輸出端； 絕大多數(shù)的信道都是線性的， 即滿足線性疊加理； 信號(hào)通過信道具有一定的的延遲時(shí)間而且它還會(huì)受到（固定的或時(shí)變的）損耗；
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