【正文】 通過系統(tǒng)零極點圖仿真，當開關(guān)頻率變化，低頻主導(dǎo)極點相當穩(wěn)定，幾乎不會發(fā)生移動； ESR零點則沒有任何影響，而右半平面零點也基本不會移到低頻區(qū)。據(jù)以上要求設(shè)計兩種控制器，控制器的傳遞函數(shù)對應(yīng)具體模型如下： （ 1）)1)(1()1)(1()(112111ffzzc sssssKSG????????? （ 2） )12( )1()(2222122 ?? ?? saTsTs sTKSG c 圖 33 控制器模型 其中，零極點配置和參數(shù)設(shè)計可以根據(jù)期望頻率特性的相位裕度和穿越頻率確定。線，根據(jù)文獻 [38,40]為了能使校正后系統(tǒng)相角裕度控制在范圍內(nèi)，希望控制器在全頻率范圍內(nèi)引入一個積分環(huán)節(jié)，該積分環(huán)節(jié)可以提高系統(tǒng)的型別，減小穩(wěn)態(tài)誤差。 河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 26 圖 32 變換器的控制框示意圖 一般設(shè)計控制器時，希望 校正后的系統(tǒng)初始幅頻特性大于零且具有一定的幅值裕度和相位裕度（ 45176。因此設(shè)計控制器主要考慮系統(tǒng)的動態(tài)性能要求。由系統(tǒng)小信號模型得到的系統(tǒng)是高階的，開環(huán)傳遞函數(shù)有多個零極點。據(jù)式 strayossZVS CCC ?? 2 可以計算出輸出整流管電流有效值為， 承受電流平均值為 ，輸出整流管上承受的反向壓降為 2V0即 48V，實際中留有一定裕量，選取 MBR20200CT。 根據(jù)本章參數(shù)設(shè)計， LLC 諧振變換器選用 EE42/21/15，材料為 PC40，原邊繞組和副邊繞組為 AWG29 的銅線，直徑為 ，原邊匝數(shù)為 4 4 股并繞，繞制 4層，副邊匝數(shù)為 8 股并繞，繞制 2層。而圖（ b）所示結(jié)構(gòu)在為將兩塊軟磁材料加在 E型磁芯中間，此方法做到漏磁通不會從氣隙漏 走而是從磁導(dǎo)率相對較大的軟磁材料上漏走，而從主磁路中磁通相對較小，則變壓器漏感相對較大。因此，只有選取合適變壓器繞制方法，才能獲得所需比例的勵磁電感和漏感。匝比和最大、最小增益為： normnormiVVn???02 m a x0m in 2????inormVVnM m in0m a x 2????inormVVnM Re，以及勵磁電感和諧振電感的比值 h： )11(1 2 m a xm inm in ????? nfMMh m a x02022022 88 ?????? PVnRnR n o rme ?? ZVS下最小負載歸一化量；并且計算最大輸入電壓空載條件下開關(guān)管工作在 ZVS 下最小負載歸一化量： hMh MhMrzv s ?? ??? 2m a x2m a xm a x1 )1( 1 DZ VSnnz v s T CRnf fhr ???????? 02m a x2 m a x2 1)1(4? 河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 23 ? ?21 ,m a ~ zv szv szv s rrr ? ssn fhMhMfff ?????? ? 2m a xm a xm i nm i n )1( 件參數(shù) zvses rRZ ? sss ZfC ??? ?21 sss fZL ?? ?2 sm LhL ?? 根據(jù)步驟計算出諧振參數(shù) 實驗樣機參數(shù)規(guī)格如下： 輸入電壓范圍和額定輸入電壓為： 300~450V DC、 500VDC 輸出電壓和最大輸出功率： 24VDC、 120W 諧振頻率和最大工作頻 率頻率以及死區(qū)時間： 100kHz、 200kHz、 500nS 節(jié)點處的寄生電容： 300pF（實驗選取 IRF830,Coss為 100p,Cstray為 100p） 按照上面設(shè)計步驟，考慮整流二極管壓降（取 ），可以計算出參數(shù)如下： ， ?n 6?h ，?sZ， nFCs ? ， HLs ?119? ，HLm ?714?，kHzf 53min ? 諧振電容選取 諧振電容在主電路選擇注意以下幾個方面： （ 1）諧振電容容量（ 2）諧振電容電壓等級（ 3）諧振電容電流有效值 計算出： Isrms=、 Vcmax=342V，據(jù)此本電路中選擇 22nF， 400V 的 CBB電容。諧振頻率 fs和最大工作頻率 fmax以及驅(qū)動信號死區(qū)時間 TD 此外，死區(qū)時間 TD保證橋臂上下開關(guān)管不直通的前提下也不能太長。由于開通電壓低于輸入電壓， CHB 上能量較少，但是在空載條件下工作開關(guān)頻率通常遠遠要高于容性區(qū)域的頻率，因此加在開關(guān)上的損耗可能會引起開關(guān)管的過熱。這就給出了在給定死區(qū)時間內(nèi) ZVS 實現(xiàn)的感性區(qū)域分界線。 （ c）遠離分界線的情況。在 Q1關(guān)斷時，諧振電流反向后，橋臂中點電壓 Va有個小的變化后恢復(fù)到輸入電壓，此時 Q1寄生二河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 21 極管 D1開始導(dǎo)通。而在死區(qū)時間內(nèi)變換器工作狀態(tài)實際上是相當復(fù)雜的。類似地，當 Q2關(guān)斷時，電感中儲存的能量轉(zhuǎn)移 到 CHB從而給 CHB充電至輸入電壓直到 D1開通，這樣 Q1的零電壓開通創(chuàng)河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 20 造了條件。所以為了使變換器具有很好的軟開關(guān)特性，變換器必須工作在感性工作模式下。其次，也會產(chǎn)生這種情況：由于體內(nèi)二極管在關(guān)斷過程中存在反向恢復(fù)電流，此電流極有可能注入到 MOS 管極間電容 Cgd，當足夠大時使得本來處于關(guān)斷狀態(tài)的 MOS 管柵極低電平提升到開啟電壓，開關(guān)管會再次開通，從而造成橋臂上下兩開關(guān)管的直通。此外，在 t1時刻， D1的電流和電壓由于 Q2的開通被迫突降為零，很短時間內(nèi)承受很高的 dv/dt 沖擊，這對開關(guān)管來說是很危險的。 從上面波形可以看出，在死區(qū)時間 TD內(nèi)諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流通過 MOS 管 Q1體內(nèi)二極管 D1 繼續(xù)流通，直到死區(qū)時間結(jié)束 Q2 導(dǎo)通為止。諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流滯后于輸入電壓的頻率區(qū)域稱為感性區(qū)域，而諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電流超前于輸入電壓的頻率區(qū)域稱之為容性區(qū)域，而諧振區(qū)域的分界線將會在第三章中做出分析。 以上所有過程的分析，均是基于額定負載運行的情況，當負載變輕時，在每個工作區(qū)域還有幾種不同的工作模式，這里不做出詳細的敘述。在 t8時刻，諧振電流和勵磁電流相同，此時輸出整流二極管 D3的電流變?yōu)榱?，即?ZCS 軟關(guān)斷。 M7：在 t6時刻 ,Q1體內(nèi)二極管 D1導(dǎo)通續(xù)流，為 Q2的 ZVS 導(dǎo)通創(chuàng)造了條件。諧振電流在 Q2和諧振腔內(nèi)循環(huán)流動。 河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 16 M1： t~t1 M2： t1~t2 M3： t2~t3 M4： t3~t4 M5： t4~t5 M6： t5~t6 M7： t6~t7 M8： t7~t8 圖 25 工作在 fmffs 區(qū)間（ Boost）工作模態(tài) 河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 17 M4：在 t3時刻， Q2以 ZVS 方式開通，諧振輸入電流反方向流通。此時只有諧振電感 Ls和諧振電容 Cs參與諧振。而輸出僅由輸出電容供電。 M1：從 t0時刻起， Q1處于導(dǎo)通狀態(tài)， D3處于自然關(guān)斷狀態(tài)，輸出被變壓器隔離。此時輸出整流二極管是硬關(guān)斷，存在嚴重反向恢復(fù)問題，損耗較大，不利于效率提高。 從 t8時刻開始，電路進入下一個周期。直到 t7時刻，諧振輸入電流過零， D1關(guān)斷。直到 t6 時刻勵磁電流和諧振輸入電流相等， D4關(guān)斷。 M4：從 t3時刻起，諧振輸入電流反方向從零增大， Q2為 ZVS 開通，能量繼續(xù)傳輸給副邊。但從過程來看，諧振輸入電流是以高 di/dt 的速率下降。此時勵磁電流繼續(xù)線性上升，勵磁電感上電壓被鉗位在 nV0，不參與諧振，只有諧振電感 Ls和諧振電容 Cs一起諧振。 sss CLf ?2 1? smsm CLLf )(21?? ? 與此相對應(yīng)的角頻率為 sss CL1?? smsm CLL )(1??? 因此， LLC 串聯(lián)諧振變換器與串聯(lián)諧振變換器相比，它不僅可以工作在 ffs（ Buck）和 f=fs的頻率區(qū)間內(nèi)，而且它可以工作在 fmffs（ Boost）的頻率區(qū)間之內(nèi)。開關(guān)頻率大于 LsCs的串聯(lián)諧振頻率，原邊開關(guān)管可以實現(xiàn)開關(guān)管的 ZVS(O 電壓開關(guān)）。D2和 C1amp。 主電路 LLC 串聯(lián)諧振變換器主電路結(jié)構(gòu)如圖 21所示。 （ 4）從輸出整流二極管反向恢復(fù)情況看，不對稱半橋變換器輸出 整流二極管是硬關(guān)斷，反向恢復(fù)嚴重，損耗較大；而 LLC 諧振變換器輸出整流二極管 ZCS軟關(guān)斷，損耗較小，提高變換器效率。假設(shè)固定匝比 n河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 10 和輸出電壓 V0，當輸入電壓為 300V，占空比為 ，而當輸入電壓增大到 400V，占空比只有 ，占空比丟失嚴重，單個周期內(nèi)傳遞能量時間減少，導(dǎo)致在高輸入電壓下變換器效率反而下降。 下面從以下幾個方面比較兩種變換器進行比較： （ 1）在電路結(jié)構(gòu)上， LLC 半橋串聯(lián)諧振變換器相對不對稱半橋變換器，無須濾波電感，可以直接采用電容濾波，降低變換器體積，有利于功率密度提高。電路不能實現(xiàn)零電壓開關(guān)時，將產(chǎn)生以下幾個后果： 1）由于開關(guān)損耗的存在，需要增加散熱器的體積； 2）開關(guān)管開通時存在很大的 di/dt； 3）由于副邊二極管的反向恢復(fù)，高頻變壓器副邊漏感上的電流瞬變作用，在二極管上產(chǎn)生電壓過沖和振蕩，所以，在實際應(yīng)用中須在副邊二極管上加入 R－ C吸收。移相 PWM 控制方式利用開關(guān)管的結(jié)電容和高頻變壓器的漏電感作為諧振元件，使開關(guān)管達到零電壓開通和關(guān)斷。 其缺點在于： 短路或過流時，原邊電流較大；電路中電流有效值較大。 LLC 串聯(lián)諧振變換器采用調(diào) 頻控制方式（ PFM），即橋臂上下兩個開關(guān)管占空比不變，接近 50%；同時這兩個開關(guān)管工作頻率根據(jù)工作狀態(tài)來調(diào)節(jié)，當 Q1關(guān)斷，諧振電感 Ls、諧振電容 Cs和勵磁電感 Lm一起諧振，使 Q2輸出電容 C2上電壓變?yōu)榱?，然?D2導(dǎo)通，為 Q2的 ZVS 創(chuàng)造條件。圖 1 19分別給出變換器工作波形和直流電壓電壓增益曲線。 河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 7 串并聯(lián)諧振變換器 圖 17 串并聯(lián)諧振變換器 如圖 17給出 LCC串并聯(lián)諧振變換器原理圖。由于負載是和諧振電容相并聯(lián)的，當負載為零時，相當于只有諧振元件參與工作，此時諧振回路阻抗較小，諧振回路電流較大，因此循環(huán)能量較高。濾波電感 L0上電壓在一個周期內(nèi)平均為零，所以輸出電壓 V0 為全波整流后電壓的平均值。D2 和 C1amp。 其缺點在于： 輕載時電路工作頻率很高；調(diào)節(jié)范圍比較差，不適合用于設(shè)計輸入電壓范圍較寬的電源；在輕載或者空載情況下，輸出電壓不可調(diào)；輸出直流濾波電容須承受較大電流脈動。對于功率 MOS 管來說， ZVS 是最好的選河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 5 擇。諧振電感 Ls和諧振電容 Cs構(gòu)成串聯(lián)諧振回路，負載與諧振回路串聯(lián)在一起，諧振回路和負載構(gòu)成分壓電路，直流電壓增益不會超過 1，當電路工作在諧振頻率時，諧振回路阻抗最小，輸入電壓全部加在負載上，此時增益最大。D2和 C1amp。 河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 4 諧振變換器與諧振電源 諧振變換器是以諧振電路為基本變換單元，利用諧振原理，使開管器件中電流或電壓按正弦或準正弦規(guī)律變化，在開關(guān)管電流自然過零后關(guān)斷開關(guān)管；或在開關(guān)管電壓為零后開通開關(guān)管，從而實現(xiàn) ZVS 或 ZVS，降低開關(guān)損耗。因此，軟開關(guān)技術(shù) [1,2,3]就發(fā)展起來了。 傳統(tǒng)解決硬開關(guān)中開關(guān)損耗的方法就是增加緩沖電路使開關(guān)管開通時電流緩慢上升和關(guān)斷時電壓緩慢上升，從而改變開關(guān) 軌跡，降低開關(guān)過程中開關(guān)損耗。由于線路分布電感和開關(guān)輸出電容的影響，開關(guān)管開通時電流從零逐步上升，電壓逐步下降，電流上升和電壓下降有個交迭的過程，使得開通過程有較大功率損耗；類似地，開關(guān)管關(guān)斷時也有較大功率損耗。它共有三個電路方案：其中一個方案可以采用 N 溝 MOSFET。但這種方法形成的 MOSFET 的零電壓開關(guān)（ ZVS）邊界條件較窄，在全工作條件范圍內(nèi)效率的提升不如第一代有源箝位技術(shù)，而且 PMOS 工作頻率也不理想。 因此，其轉(zhuǎn)換效率始終沒有突破 90%大關(guān)。 有源箝位技術(shù)歷經(jīng)三代，且都申報了專利。因為當時 MOSFET 的開關(guān)速度還不夠快，大幅提高頻率使 MOSFET 的開關(guān)損耗驅(qū)動損耗大幅度增加。例如：二十年前 Lucent 公司開發(fā)出第一個半磚 DC/DC 時，其輸河海大學(xué)文天學(xué)院學(xué)士論文 2 出功率才 30W，效率只有 78%。對其性能要求越來越高。監(jiān)控接口可監(jiān)測模塊工作狀態(tài)，可進行開關(guān)機控制，均浮充控制，并配有自動均流總線接口，均充總線接口。通過實驗證明了 LLC諧振變換器具有軟開關(guān)特性，電路結(jié)構(gòu)簡單、效率高，可以實現(xiàn)高頻化和高功率密度，電路的輸入電壓范