【導讀】打印部分：83031參考文獻。本文系統(tǒng)地介紹了獨立光伏系統(tǒng)的結構、工作原理、控制方法等方面的內容，為降低系統(tǒng)體積及提高系統(tǒng)效率，提出“推挽升壓+全橋逆變”的設計方案。響應速度，同時詳細討論了高頻變壓器的設計、濾波元件參數(shù)的選擇等。節(jié)采用PWM調制方式，控制芯片為PIC16F73，簡化了驅動電路設計。采用瞬時電壓反饋，增加了電路保護等功能，論文闡述了軟件設計總體思想構架，給出了程序代碼。

　　

【正文】 畢業(yè)設計（論文）專用紙 24 電流控制型具有快速的瞬態(tài)響應和高度的穩(wěn)定性。當電源輸入電壓或負載發(fā)生變化時，反饋的電感電流變換率能直接跟隨輸入電壓和輸出電壓變換，只要開關管電流脈沖一達到設定的幅值。脈寬比較器就動作，開關管關斷，保讓了輸出電壓的穩(wěn)定。從控制系統(tǒng)的角度來說，電流控制器既有形成誤差的外環(huán)，又有開關管瞬態(tài)電流內環(huán)，是一種雙環(huán) 控制。 在本文的系統(tǒng)設計中，由于 系統(tǒng) 前級 采用模擬芯片進行控制，對整個系統(tǒng)的抗干擾性有特別高的要求，考慮電壓型控制方式抗干擾性能強、控制簡單、易于設計，因此采用電壓型控制方案，對于其動態(tài)響應速度慢的固有缺點，采 SG3525控制芯片時通過調整軟啟動延時時間來緩解。 （ 2） PWM 控制芯片 SG3525 的介紹 ① PWM 控制芯片 SG3525 功能簡介 SG3525 為 美國硅通用半導體公司（ Silicon General）推出 的 用于驅動 N 溝道功率 MOSFET 的電壓控制性 PWM 控制器， 在脈寬比較器 的輸入端直接用流過輸出電感線圈的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節(jié)占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。 ② SG3525 引腳功能及特點 ? 工作電壓范圍寬： 8— 35V。 ? 微調基準電源。 ? 振蕩器工作頻率范圍寬： 100Hz— 400KHz. ? 具有振蕩器外部同步功能。 ? 死區(qū)時間可調。 ? 內置軟啟動電路。 ? 具有輸入欠電壓鎖定功能。 ? 具有 PWM 瑣存功能，禁止多脈沖。 ? 逐個脈沖關斷。 ? 雙路輸出（灌電流 /拉電流） 畢業(yè)設計（論文）專用紙 25 （ 3） SG3525 控制電路的原理圖 V1V+2SYNG3OSC4CT5RT6DISC7CSS8CDMP9SD10OUTA11GND12VC13OUTB14VCC15VREF16SG3525AU110uFC17100R16102C1918KR17103C18100KR18103C12R11104C1110KR1310KR1210KR14104C15104C1447uFC132KR15104C1612BAT+12V1234J1Header 4保護FN 圖 44 SG3525 控制外圍電路 工作頻率 100KHz，計算公式為： 鋸齒波的基本周期 T為： 1 2 T D TT t t ( 0 .6 7 R 1 .3 R ) C? ? ? ? 頻率： f=1/T 電壓采樣隔離電路 推挽升壓電路實現(xiàn)了輸入與輸出之間的隔離，因此，輸出是浮地的。由于輸入與輸出通過控制系統(tǒng)形成了另一個回路。因此在反饋環(huán)中也需要某種形式的隔離。否則，電源會由于主電路對控制電路的干擾而不能正常工作，甚至會危及人身安全。 常用的隔離方法有： （ 1）變壓器隔離 通常在驅動電路與開關器件之間使用脈沖變壓器來驅動和隔離。 （ 2）光耦隔 離 這種隔離方法簡單，價格便宜，體積也小。然而光耦是一種非線性元件，需要增加偏置電路來產生線性的傳輸函數(shù)。其控制精度在光耦線性變化范圍內還可以，但在光耦飽和時精度不高。 （ 3）采用專門隔離器件 如電壓霍爾或電流霍爾元件，這種辦法控制精度高，但是價格昂貴。 畢業(yè)設計（論文）專用紙 26 綜合考慮各種因素，本文采用 TL431 和 TLP521 組成的光耦隔離電路。如圖45 所示： TLP521TL4311KR241KR25140KR271KR281KR26100pFCr2100pFCr31KR23BATFN電壓檢測 圖 45 光耦隔離電路 TLP521 的原邊相當于一個發(fā)光二極管，原邊電流 If越大，光強越強，副邊三極管的電流 Ic 越大。副邊三極管電流 Ic 與原邊二極管電流 If 的比值稱 為光耦的電流放大系數(shù)，利用原邊電流變化將導致副邊電流變化來實現(xiàn)反饋 。 TL431的工作原理相當于一個內部基準為 的電壓誤差放大器，所以在 1 腳與 3 腳之間接補償網(wǎng)絡 。 TL431 和 TLP521 組成的光耦隔離電路的 工作原理 為 當輸出電壓升高時， TL431的 1腳 (相當于電壓誤差放大器的反向輸入端 )電壓上升， 3腳 (相當于電壓誤差放大器的輸出腳 )電壓下降，光耦 TLP521 的原邊電流 If 增大，光耦的另一端輸出電流 Ic 增大，電阻 R23 上的電壓降增大， FN引腳電壓下降， FN接 SG3525 的 PWM 反相輸入端， 占空比減小，輸出電 壓減??；反之，當輸出電壓降低時，調節(jié)過程類似。 獨立光伏發(fā)電系統(tǒng)推挽升壓電路的原理圖 根據(jù)上文的設計說明，對獨立光伏發(fā)電系統(tǒng)推挽升壓環(huán)節(jié)的原理圖設計如圖46 所示： 畢業(yè)設計（論文）專用紙 27 12BAT+12VHeader 2H1234J1Header 4HTITrans CT IdealQ21Q224700pFC211KR21F1D21LED110mHLr21Inductor100pFCr21C22680u/450vC23105/630vQ1Q2Q4Q31KR22Res212345678910J2Header 10H1234J3Header 4H保護BAT100uFC25104C241mHLr22Inductor100pFCr22TLP521保護FNTL4311KR241KR25140KR271KR281KR26100pFCr2100pFCr31KR23BATFN電壓檢測 圖 46 推挽升壓電路的原理圖 推挽升壓電路環(huán)節(jié)電路參數(shù)的選擇 推挽升壓電路中主要的元件包括：高頻變壓器、 N 溝道 MOSFET 開關管、高頻整流二極管、輸出濾波電容、 輸 出濾波電感。對于 SG3525 外圍電路參數(shù)設計參考 Silicon General 公司提供的數(shù)據(jù)手冊。 本文設計的光伏發(fā)電系統(tǒng)指標如下： 輸入 12V 輸出頻率 為 50Hz 輸出功率為 500W 輸出電壓 220V 額定負載時變換效率 80％ 過載能力 110％ 120% 由于輸出電壓 220v，因此有單相全橋整流的工作原理可知，對于輸入電壓最小值為 220 2V=311V，因此，本文設計時使直流升壓輸出電壓為 360V。 畢業(yè)設計（論文）專用紙 28 （ 1）變壓器參數(shù)設計 對于 500W 用 EE42 的磁芯足夠，設定原邊為 2 匝，副邊為 360V/12V=60 匝，但在 12V 的情況下，要做到 500W，主要問題是繞線比較難，可能繞不下。此時可以用 EE55 的。考慮到 110%120%的過載 能力，對參數(shù)設計計算如下： 初級 2+2 初級平均電流： (500*120%/12)/= 以每平方 MM5A 估算： 的線截面積為 平方 MM 股數(shù) =（ 12 根一邊） 次級 60T 次級平均電流 =500*120%/360V= 導線截面積 =故采用 的一根線就足夠。 （ 2） N 溝道 MOSFET 開關管的選擇 推挽升壓電路中開關管承受的最高穩(wěn)態(tài)電壓為兩倍的最大輸入電壓。輸入電壓為 12V 考慮到變壓器漏感引起的電壓尖蜂的影響， VDm 為取 3倍左右，即選擇的 MOSFET 開關管承受電壓在 50V 左右較合適。對于電流，一般電壓峰值時的電流峰值為最大值的 2倍，即為 2=。因此選用 銳俊半導體的 RU6099，參數(shù)為 VDs=60V， Id=120A， RDs=6m 歐，能夠滿足設計要求。 （ 3） DC/DC 整流二極管的選擇 整流二極管的設計要去為具有正向壓降小，反向漏電流小，反向恢復時間短等的特點。通常使用的整流二極管有快恢復二極管和肖特基二極管。肖特基二極管的上正向通態(tài)壓降很小，為 0． 30． 8 V，而快恢復二極管的導通壓降都在 1V以上。因此，采用肖特基二極管可以減小通態(tài)損耗；但肖特基二極管的反向耐壓較低而且反向漏電流較大。本文設計中，整流輸出電壓為 360V 而實際考慮電壓尖峰的因素，一般整流二極管需要承受 23 倍的電壓，因此本文選用 RHRP8120快恢復二極管， Vrrm 為 1200V， Ifs 最大 100A，最高結溫 175℃， 能夠滿足設計要求。 畢業(yè)設計（論文）專用紙 29 （ 4） DC/DC 輸出濾波電感與電容的選擇 電感的阻抗與頻率成正比 ， 可以阻扼高頻通過 。 電感濾波屬 于 電流濾波，是靠通過電流產生電磁感應來平滑輸出電流 ，防止電流尖 峰。 輸出整流濾波 電容 的作用主要是通過利用吸收開關頻率及其高次諧波頻率的電流分量而濾除其紋波電壓分量。也就是說是利用電容的低阻抗而將交流電流分量的絕大部分，更希望是全部分流到濾波電容器上，使輸出電流沒有或非常小的交流電流分量。 在本文的系統(tǒng)設計中，根據(jù)工程設計經驗，取電感 10mH,濾波電容 100pF 即可。 逆變主電路的設計 獨立光伏發(fā)電系統(tǒng)逆變電路的設計主要包括逆變主電路的設計、控制電路、保護電路、驅動電路等的設計。 單相逆變電路最常用的結構有半橋和全橋兩種，半橋電路結構簡單，但輸出電壓低；全橋電路 相對復雜，但控制靈活，且輸出電壓是半橋電路的兩倍，因此逆變主電路采用單相全橋電壓型。 如圖 47 所示為逆變環(huán)節(jié)主電路圖。對輸入的直流電進行 PWM 調制，經過LC 濾波輸出。采用電壓瞬時值反饋，對輸出電壓進行采樣隔離，反饋信號送給控制芯片，通過 PWM 生成環(huán)節(jié)產 生各功率管的開關信號，控制功率管的通斷，使輸出電壓盡可能跟蹤 給定信號。 T1T2T3T4LCACAC 圖 47 逆變電路的拓撲圖 （ 1）控制方法 對于獨立型光伏逆變電源的逆變部分，本文采用脈寬調制方式，得到修正正弦波。 畢業(yè)設計（論文）專用紙 30 PWM(Pulse Width Modulation)控制就是脈 寬調制技術，即通過對一系列脈沖的寬度進行調制，來等效的獲得所需要的波形（含形狀和幅值 )。 （ 2）控制芯片 控制芯片為 Microchip 公司的 PIC16F73 單片機。 PIC 單片機是采用 RISC結構的高性價比嵌入式控制器，采取數(shù)據(jù)總線和地址總線分離的 Harvard 雙總線結構，具有很高的流水處理速度。 PIC16F73 最高時鐘頻率為 20MHZ，每條指令執(zhí)行周期 200ns，由于大多數(shù)指令執(zhí)行時間為一個周期，因此速度相當快。其內含192 字節(jié)的 RAM ， 4K 程序存儲器、 5 路 A/D 轉換及 2路 PWM 波發(fā)生器，應用時外圍電路 極其簡單，是理想的單相逆變電源數(shù)字控制器。單片機通過內部軟件產生兩路 PWM 控制信號，然后經過邏輯門變換電路變換成逆變全橋所需的四路驅動信號，再經專用驅動芯片 TLP250 隔離放大后，分別加到逆變全橋四個 IGBT 的柵極，進行驅動控制。 （ 3） PWM 控制電路 ① PIC16F73 供電電源 由于本文設計的光伏發(fā)電系統(tǒng)只有蓄電池提供的 12V 電壓，故此芯片的 5V供電電源需要進行電壓轉換，采用 78L05 三端集成穩(wěn)壓器 ，其電路接法如圖 48所示： IN3GND2+5V1U278L05C1220ufC2104VCC 圖 48 78L05 電平轉換電路 ②時序和死 區(qū)電路 在電路工作中 ,開關管的關斷時間往往長于接通建立時間 ,會出現(xiàn)上下橋臂直通的危險 ,為此 ,電路設有死區(qū)時間。設置死區(qū)時間是為了避免由于功率開關的畢業(yè)設計（論文）專用紙 31 時延存在 ,功率橋的同一橋臂上下開關管可能出現(xiàn)“直通”尖峰電流現(xiàn)象。另外，PIC16F73 只有兩路 PWM 輸出，因此需要采用時序電路，得到四路 PWM 輸出，如圖 49所示： R1022kC1147456U4BMM74HC001 2U3AMM74HC04 圖 49 時序死區(qū)電路 ③光耦隔離電路 后 級輸出 驅動開關管時同樣需要進行光耦隔離，為了簡化電路，采用 4 個TLP250 光藕， 如圖 410 所示。 C17104R16510R2622RH 橋驅動1234 5678U8TLP250D11HER107R2710+1515V 圖 410 后級光耦隔離電路