【導讀】IEC61850有關通信接口部分做了深入的分析,在滿足光學電流互感器數(shù)字接口。標準條件下,提出了遵循IEC61850協(xié)議的光學電流互感器的實現(xiàn)方案,將光學。電流互感器分為,傳感部分,高壓側(cè)數(shù)據(jù)采集部分,低壓側(cè)信息合并單元部分,以。在高壓側(cè)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的設計過程中，通過對采集系統(tǒng)的分析，采用FPGA. 采樣的同步,采用DSP技術(shù)進行相應的數(shù)據(jù)處理，按IEC61850-9-1對數(shù)據(jù)進行。打包,組幀并通過以太網(wǎng)傳輸數(shù)據(jù).現(xiàn)場可編程邏輯門陣列數(shù)字信號處理

　　

【正文】 圖 24 偏振態(tài)變化過程圖 接收單元 電路的設計 接收單元由光電二極管和運放組成 ,圖為接收單元電路，該光檢測電路是有放大器 A,B和反饋電阻 RF和反饋電容 CF組成，其交流輸出電壓為 U=SPRF （ 214） 其中 S為光電二極管靈敏度， P為入射光功率，在檢測弱光信號時，為提高增益RF盡量取的大一些，放大器的輸入偏置電流和輸入偏置電壓對輸出的電壓影響分別為 IRF V(1+RF/RS) (215) 17 RS為光電二極管內(nèi)阻，由公式可以看出減小 FRY可以減小以上的影響，但是同時會減小電路的增益，解決這個問題只好選用偏置電流和失調(diào)電壓均很低的運算放大 器，這里選用的 OPA111型的高精度運算放大器，其偏置電流約為 ，輸入失調(diào)電壓約為 100μ V，經(jīng)計算 RF在幾百 MΩ 時上述影響可忽略，提高了精確度。 ++ABCR FC FC+交 流 輸 出C FR F光 電 二 極 管光 電 二 極 管A光纖耦合器輸出光B光纖耦合器輸出光 圖 25 光接受 單元電路 光信號經(jīng)過光電二極管轉(zhuǎn)化為電信號后經(jīng)運算放大器放大，對輸出的電流信號進行檢測并進行處理之后可以得到被測電流的大小。 光源驅(qū)動電路的設計 圖為光源的驅(qū)動電路，驅(qū)動電路中利用穩(wěn)壓管 Dz在反向工作狀態(tài)時的穩(wěn)壓特性來穩(wěn)定運算 放大器的反相輸入端電壓，圖中 Ra主要用來為穩(wěn)壓管分壓， Fry是運放的平衡電阻， Rh,Rc及可調(diào)電阻 Rb和二極管 D組成了一個溫度漂移的補償電路，該電路利用二極管 PN結(jié)正向壓降的負溫度系數(shù) (約 2mv/℃ )，來補償驅(qū)動電路的溫度漂移，由電工學知識可得： 18 2031e zdR IUURI??? ? ????? (216) 由式 (216)可以看出，只要適當?shù)恼{(diào)節(jié)使 Uo與 Uz成線性關系，當 Uo恒定時，三極管的集電極就會產(chǎn)生恒定的電流，從而是 LED穩(wěn)定的發(fā)光，在實際 的應用過程中，環(huán)境的溫度變化會影響運算放大器的輸出電流和三極管集電極電流變大，導致 LED發(fā)光變強，由于電路采用了溫度補償電路，當溫度升高時，式 (216)中 I2變小使輸出電壓 Uo變小，這樣就減小了溫度變化對電路的影響，使 LED發(fā)光對溫度的變化不敏感，可通過調(diào)節(jié) Rb來控制補償?shù)某潭取? 當 Uo恒定時，三極管集電極會產(chǎn)生恒定電流，只要調(diào)試得當電路的工作非常的穩(wěn)定，滿足 LED發(fā)光穩(wěn)定的要求， LED驅(qū)動電流表示為 。 01 1BEgUUI R ???? ? (217) V c cL E DI1T1U oU zI2DR aR bR cR dR eR fR g+I3D zR hH F B R 1 4 1 4 1 5 . 8 d B m光 功 率 圖 26 光源驅(qū)動電路 式中 UBE為基極與發(fā)射極間的電壓， β 為三極管的放大倍數(shù)。 HFBR是高功率，高穩(wěn)定性的光發(fā)射機，具有 ST,SMA,SC,FC四種連接頭可選，工作波長 820nm，滿足協(xié)議的標準，他的高耦合效率可以在很低的驅(qū)動電流下正常工作，在 60mA直流驅(qū)動時，耦合進光纖的功率可達到 ，適合中長距離傳輸。 19 第 3 章 數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)設計 高壓側(cè)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)式互感器數(shù)字接口的一個部分，主要對傳感元件輸出的電流，電壓信號同步采樣并對型號編碼成光信號進行傳輸。 根據(jù)硬件電路功能的不同可分為信號處理電路， FPGA采樣邏輯控制，編碼電路兩個部分。數(shù)據(jù)采集需要合并單元的同步信號控制。 信號處理電路F P G A采樣控制編碼電路電光轉(zhuǎn)換同 步 采 樣 信 號模 擬 信 號 輸 入A / D轉(zhuǎn) 換電 路 圖 31 數(shù)據(jù)采集框圖 信號處理電路 濾波電路 為了提高測量的精度 ，消除噪聲的影響，需要對測量的輸入信號濾波。常用的低通濾波器有巴特沃斯濾波器，車比雪夫 濾波器，貝塞爾濾波器。巴特沃斯濾波器的幅頻響應在通帶內(nèi)有最大的平坦度，但通帶到阻帶的衰減較慢， 20 車比雪夫濾波器能迅速衰減，但誤差值在通帶內(nèi)波紋性變化，貝塞爾濾波器只滿足相頻特性，而不考慮幅頻特性，可得到相位失真較小的波形。所選濾波器的階數(shù)不宜太高，容易導致電流電壓通道的移相誤差變大。 設計中采用的是 巴特沃斯 二階低通濾波器。 +R 1 R 2ViV0c 2c 1R 3VbR 4 圖 32 濾波電路 濾波電路的傳遞函數(shù)為： ? ? ? ?? ? ? ?2 00222 1b oHHi HHHvs A A AAsv s B ssssQ Q?? ???? ? ? ????? ?????? (31) 1H RC? ? (32) 13vFQ A? ? (33) 21 4031vFRAA R? ? ? (34) 令 HSs??∕ 則 ? ?02 1AAs ss Q? ?? (35) 由二階巴特沃斯多項式 ? ? 212B s s s? ? ? (36) 可得 12Q?∕ R4=0,同時令 R3等于無窮，即 R3開路得到單位增益的低通濾波器， 由于 50HZ的干擾信號較強，故采用電通濾波器濾除 30HZ以上的信號，這樣就能消除 30HZ以上信號的干擾，所以有濾波范圍可得 C1= f， C2= F，可解得 R1=7860Ω ,R2=14648Ω ,對電阻取標稱值，所以濾波器的參數(shù)為 C1= F，C2= f,R1=7860Ω ,R2=14648Ω . 積分電路 模擬積分器主要有高性能的運算放大器構(gòu)建，常用的積分器電路。 E0E sRC+ 圖 33理想積分器 22 積分器的時域表達式為 ： ? ?0 1 dse t e tRC?? ?； (37) 頻域變換： ? ? ? ?? ?0 1SejHj e j j R C?? ??? ? ?； (38) 得幅頻特性，相頻特性分別為： ? ? ? ?20 20A L g R C L g?? (39) ? ? 01 90j?? ???? ? ?????208。 (310) 理想積分器 是有條件的， 限大 實際上各種原因不能實現(xiàn)積分功能。 改進積分器電路原理圖。 E0EsCR2+ 圖 34 改進積分器 改進積分器采用直流反饋穩(wěn)定其工作點，就是在積分電路上并聯(lián)一個放電電阻 R2， R2為緩慢變化的積分漂移電壓構(gòu)成了反饋通路，有效的抑制了積分漂移，R2通 常取的很大。 改進積分器的傳遞函數(shù) 23 0 21 2 11 1 11se Re R R C s R C s? ? ? ? ?? (311) 由 傳遞函數(shù)可以看出 ， 電路的幅頻特性特點是幅值變化與頻率成反比，電路對低頻信號的放大是工頻信號的很多倍，因此易受低頻信號的影響。 在設計積分電路時，希望積分器在整個低頻段的增益都很少，并且能夠起到相位補償?shù)淖饔茫虼?，新型積分電路是很好的選擇。 +R 4R 1R 2R 3CC 1U0UiI 圖 35 新型積分器 積分電路的傳遞函數(shù)； 2002200iU kU S a s???? ?? (312) 343RRk R?? ； 01 2 11R R C C? ? ； ? ?? ?4 3 1 2 1 1 10 1 2 1R R R c R c R ca R R c c? ??? ∕ ； (313) 改變 0? 的 大小，積分電路就可以改變 工頻輸入， 輸出信號間的夾角，即完成積分移相功能。在調(diào)節(jié)電路元件參數(shù)是要考慮其對 0? 的影響大小 ，也要考慮對 a的 影響。設計時應根據(jù)具體情況靈活選取電路元件參數(shù)。 24 A/D 轉(zhuǎn)換電路 A/D轉(zhuǎn)換電路是數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的重要部分，不同的轉(zhuǎn)換電路原理有很大的差別，性能也差別很大，轉(zhuǎn)換電路的種類非常多，按原理分可以分為：并行比較型，分級流水型，逐次逼近型，積分型，壓頻轉(zhuǎn)換型 [14]。模數(shù)轉(zhuǎn)換器的主要技術(shù)指標 ： 1. 分辨率 模數(shù)轉(zhuǎn)換編碼位數(shù)越多引入的量化誤差越小，分辨率越高。 2. 量程 能轉(zhuǎn)換的電壓的范圍。 3. 精度 分為絕對精度和相對精度。 4. 輸入極性 入信號的極性，直流或是交流。 5. 轉(zhuǎn)換時間 不同的輸入幅度可能引起的轉(zhuǎn)換時間的差異。 6. 功耗 不同采樣之下的能量消耗。 ADS5102是一種低功耗 CMOS工藝的 10位模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片，采用 電， 10位并行輸出總線提供三態(tài)輸出， ADS5102具有靈敏的供電系統(tǒng)，提供了一個省電模式，可以將功耗降低到 336181。W，使用外部參考電壓時內(nèi)部 VREF電路可以斷電，常用模式下， ADS5102的微分模擬輸入提供了出色的噪音抑制功能和更好的表現(xiàn)性。 ADS5102主要性能特點： 1. 高速性能，轉(zhuǎn)換速率達 60Ms/s。 2. 差分輸入。 3. 。 4. 數(shù)字輸出與 。 5. 信噪比為 58Db. 6. 偽自由動態(tài)范圍為 71dB。 7. 電源功耗 105mW，斷電模式下功耗為 336181。W。 25 時 序 電 路1 0 位 A D C采 樣 保 持三 態(tài) 輸 出 緩沖內(nèi) 部 參 考 電 路C MD VD DD RD DA VD DC L KA I N +A I NN CR B L A SN CA G N DB GP D R E FR E FR E F B C M L D R G N DD [ 0 . . 9 ]sT B YOE 圖 36 ADS5102內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖 引腳功能介紹 ： AVDD 模擬電源 CLK 時鐘輸入 AGND 模擬地 DGND 數(shù)字地 REFT 基準電壓輸入（頂） DVDD 數(shù)字電源 REFB 基準電壓輸入（低） DRDD驅(qū)動數(shù)字電源 CML 共模電平輸出，正常情況下為 D[0..9] 數(shù)字信號輸出 BG 帶隙耦合端 DRGND驅(qū)動數(shù)字地 PDREF 電源參考 AIN+ 差分模擬輸入正極 RBIAS 偏執(zhí)電阻 AIN 差分 模擬輸入負極 OE 數(shù)據(jù)輸出使能 NC 空腳 sTBY 電源模式選擇 26 A n a l o gC L KD [ 0 9 ]1 24 56 7 8 91 03T d( l a t e n c y )T ( e n ) Td ( o )td i ss 1s 2 s 3s 1 s 2 s 3 圖 37 ADS5