【導(dǎo)讀】隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，提供更高質(zhì)量的電能成為可能。不間斷電源幾乎成為一。些行業(yè)的必然選擇，比如信息業(yè)界。不間斷電源內(nèi)置蓄電池，在電網(wǎng)電源中斷時，利用。蓄電池繼續(xù)給負載供電，保持負載供電的連續(xù)性。本文詳細的介紹了一款小容量的后備式不間斷電源的設(shè)計方法。電池升壓電路，電池充電電路，逆變電路，旁路電路等組成。電網(wǎng)正常時，負載直接通。采用隔離型推挽式直流—直流變換電路，其控制核心是UC3825。蓄電池電壓變?yōu)?00V，為逆變電路提供直流源。逆變電路采用全橋式逆變電路，控制方。式采用正弦脈沖寬度調(diào)節(jié)方式。逆變電路產(chǎn)生220V的交流電壓供負載使用。路則采用單端反激式開關(guān)電源電路，其控制核心是UC3842。首先以恒定電流對蓄電池快速充電，當(dāng)蓄電池電壓達到一定值時，以恒。定電壓對蓄電池充電，最后使蓄電池進入浮充模式。通過檢測電網(wǎng)電壓，當(dāng)電網(wǎng)斷電時，自動進行切換。都用saber進行仿真，以驗證其正確性。

　　

【正文】 是對自然采樣法的改進，其主要優(yōu)點就是是計算簡單，便于在線實時運算，其中非對稱規(guī)則采樣法因階數(shù)多而更接近正弦。其缺點是直流電壓利用率較低，線性控制范圍較小。 除上述兩種方法外，還有一種方法叫做等面積法。該方案實際上 就是 SPWM 法原理的直接闡釋，用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然后計算各脈沖的寬度和間隔，并把這些數(shù)據(jù)存于微機中，通過查表的方式生成 PWM 信號控制開關(guān)器件的通斷，以達到預(yù)期的目的。由于此方法是以 SPWM 控制的基本原理為出發(fā)點，可以準(zhǔn)確地計算出各開關(guān)器件的通斷時刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在計算繁瑣，數(shù)據(jù)占用內(nèi)存大，不能實時控制的缺點。 22 硬件調(diào)制法是為解決等面積法計算繁瑣的缺點而提出的，其原理就是把所希望的波形作為調(diào)制信號，把接受調(diào)制的信號作為載波，通過對載波的調(diào) 制得到所期望的 PWM 波形。通常采用等腰三角波作為載波，當(dāng)調(diào)制信號波為正弦波時，所得到的就是 SPWM 波形。其實現(xiàn)方法簡單，可以用模擬電路構(gòu)成三角波載波和正弦調(diào)制波發(fā)生電路，用比較器來確定它們的交點，在交點時刻對開關(guān)器件的通斷進行控制，就可以生成 SPWM 波。而且隨著單片機技術(shù)的發(fā)展，可以通過單片機產(chǎn)生正弦信號和三角波信號，使得電路的設(shè)計大大簡化，而且功能更加齊全。本次設(shè)計采用硬件調(diào)制法，通過 SPWM 芯片產(chǎn)生所需要的正弦脈沖調(diào)寬波。 3． IGBT 驅(qū)動電路的設(shè)計 根據(jù) IGBT 的特性 ,其對驅(qū)動電路的要求 如下 : (1)提供適當(dāng)?shù)恼聪螂妷?,使 IGBT 能可靠地開通和關(guān)斷。當(dāng)正偏壓增大時 IGBT通態(tài)壓降和開通損耗均下降 ,但若 UGE 過大 ,則負載短路時其 IC 隨 UGE 增大而增大 ,對其安全不利 ,使用中選 UGE=15V為好。負偏電壓可防止由于關(guān)斷時浪涌電流過大而使 IGBT 誤導(dǎo)通 ,一般選 UGE=5V為宜。 (2)IGBT 的開關(guān)時間應(yīng)綜合考慮?？焖匍_通和關(guān)斷有利于提高工作頻率 ,減小開關(guān)損耗。但在大電感負載下 ,IGBT 的開頻率不宜過大 ,因為高速開斷和關(guān)斷會產(chǎn)生很高的尖峰電壓 ,及有可能造成 IGBT 自身或其他元件擊穿。 (3)IGBT 開通后 ,驅(qū)動電路應(yīng)提供足夠的電壓、電流幅值 ,使 IGBT 在正常工作及過載情況下不致退出飽和而損壞。 (4)IGBT 驅(qū)動電路中的電阻 RG 對工作性能有較大的影響 ,RG 較大 ,有利于抑制IGBT 的電流上升率及電壓上升率 ,但會增加 IGBT 的開關(guān)時間和開關(guān)損耗 。RG 較小 ,會引起電流上升率增大 ,使 IGBT 誤導(dǎo)通或損壞。 RG 的具體數(shù)據(jù)與驅(qū)動電路的結(jié)構(gòu)及IGBT 的容量有關(guān) ,一般在幾歐～幾十歐 ,小容量的 IGBT 其 RG 值較大 ，可以減少電路的震蕩。 (5)驅(qū)動電路應(yīng)具有較強的抗干擾能力及對 IGBT 的保護功能。 IGBT 的控制、 驅(qū)動及保護電路等應(yīng)與其高速開關(guān)特性相匹配 ,另外 ,在未采取適當(dāng)?shù)姆漓o電措施情況下 ,G—E 兩端不能開路。 23 介紹 在功率變換裝置中，根據(jù)主電路的結(jié)構(gòu)，其功率開關(guān)器件一般采用直接驅(qū)動和隔離驅(qū)動兩種方式。采用隔離驅(qū)動方式時需要將多路驅(qū)動電路、控制電路、主電路互相隔離，以免引起災(zāi)難性的后果。隔離驅(qū)動可分為電磁隔離和光電隔離兩種方式。 光電隔離具有體積小，結(jié)構(gòu)簡單等優(yōu)點，但存在共模抑制能力差，傳輸速度慢的缺點。快速光耦的速度也僅幾十 kHz。電磁隔離用脈沖變壓器作為隔離元件，具有響應(yīng)速度快（脈沖的前沿和后 沿），原副邊的絕緣強度高， dv/dt 共模干擾抑制能力強。但信號的最大傳輸寬度受磁飽和特性的限制，因而信號的頂部不易傳輸。而且最大占空比被限制在 50％ ,信號的最小寬度又受磁化電流所限。脈沖變壓器體積大，笨重，加工復(fù)雜。 凡是隔離驅(qū)動方式，每路驅(qū)動都要一組輔助電源，若是三相橋式變換器，則需要六組，而且還要互相懸浮，增加了電路的復(fù)雜性。隨著驅(qū)動技術(shù)的不斷成熟，已有多種集成厚膜驅(qū)動器推出。如 EXB840/84 EXB850/85 M57959L/AL、 M57962L/AL、 HR065 等等，它們均采用的是光耦隔離 ，仍受上述缺點的限制。美國 IR 公司生產(chǎn)的 IR2110 驅(qū)動器 ,它兼有光耦隔離（體積?。┖碗姶鸥綦x（速度快）的優(yōu)點，是中小功率變換裝置中驅(qū)動器件的首選品種。 IR2110 采用 HVIC 和閂鎖抗干擾 CMOS 制造工藝， DIP14 腳封裝。具有獨立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達 500V， dv/dt=177。50V/ns，15V下靜態(tài)功耗僅 116mW；輸出的電源端（腳 3,即功率器件的柵極驅(qū)動電壓）電壓范圍10～ 20V；邏輯電源電壓范圍（腳 9） 5～ 15V，可方便地與 TTL， CMOS 電平相匹配，而且 邏輯電源地和功率地之間允許有 177。5V的偏移量；工作頻率高，可達 500kHz；開通、關(guān)斷延遲小，分別為 120ns 和 94ns；圖騰柱輸出峰值電流為 2A。 IR2110 工作原理：當(dāng) HIN 為高電平時 ,VM1 開通， VM2 關(guān)斷， VC1 加到 S1 的柵極和源極之間， C1 通過 VM1， Rg1 和柵極和源極形成回路放電，這時 C1 就相當(dāng)于一個電壓源，從而使 S1 導(dǎo)通。由于 LIN 與 HIN 是一對互補輸入信號，所以此時 LIN 為低電平，VM3 關(guān)斷， VM4 導(dǎo)通，這時聚集在 S2 柵極和源極的電荷在芯片內(nèi)部通過 Rg2 迅速對地放電，由于死區(qū)時間影 響使 S2 在 S1 開通之前迅速關(guān)斷。 當(dāng) HIN 為低電平時： VM1 關(guān)斷， VM2 導(dǎo)通，這時聚集在 S1 柵極和源極的電荷在芯片內(nèi)部通過 Rg1 迅速放電使 S1 關(guān)斷。經(jīng)過短暫的死區(qū)時間 LIN 為高電平， VM3 導(dǎo)通，VM4 關(guān)斷使 VCC 經(jīng)過 Rg2 和 S2 的柵極和源極形成回路，使 S2 開通。在此同時 VCC 經(jīng) 24 自舉二極管， C1 和 S2 形成回路，對 C1 進行充電，迅速為 C1 補充能量，如此循環(huán)反復(fù)。 其 11 引腳（ SD）為芯片關(guān)斷控制端，當(dāng) SD 為高電平時，驅(qū)動芯片關(guān)斷輸出。場效應(yīng)管無輸入信號，逆變電源停止輸出。 IR2110 工作特點： (1) 具有獨立的低端和高端輸入通道。 (2) 懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達 500V。 (3) 輸出的電源端（腳 3）的電壓范圍為 10—20V。 (4) 邏輯電源的輸入范圍（腳 9） 5—15V，可方便的與 TTL， CMOS 電平相匹配，而且邏輯電源地和功率電源地之間允許有 5V的偏 移量。 (5) 工作頻率高，可達 500kHz。 (6) 開通、關(guān)斷延遲小，分別為 120ns 和 94ns。 (7) 圖騰柱輸出峰值電流 2A。 設(shè)計 （ 1）自舉電容設(shè)計 IGBT 和 PM（ POWERMOSFET） 具有相似的門極特性。開通時，需要在極短的時間內(nèi)向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導(dǎo)通所需要的電壓（ 10V，高壓側(cè)鎖定電壓為 ）要高；再假定在自舉電容充電路徑上有 的壓降（包括 VD1 的正向壓降）；最后假定有 1/2 的柵電壓（柵極門檻電壓 VTH 通常 3～ 5V）因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件， 工程應(yīng)用取 g ??? VCC () 由特性曲線知 , 東芝 GT15J30 型 IGBT 充分導(dǎo)通時所需要的柵電荷 Qg=40nC,VCC=15V，那么 FV CC g ?????? () 可取 C1=50nF,且耐壓大于 35V 的電容。 (2)自舉二極管的選擇 自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應(yīng)能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關(guān)頻率之積。為了減少電荷損失，應(yīng)選擇反向漏電流小的 快恢復(fù)二 25 極管。此處二極管受到 400V的反向直流電壓，承受的電流大約為 40 20=800μ A。選取東芝 CMF03 快恢復(fù)二極管。 圖 IR2110 的驅(qū)動電路 （ 3）其他器件的選取 為了提供反向偏壓，穩(wěn)壓管取 ,分壓電容取 100μF，柵極電阻取 20Ω。高壓側(cè)限流電阻為 100kΩ,低壓側(cè)限流電阻取為 2kΩ,電壓取 20V。驅(qū)動電路 的仿真電路圖如下圖 所示 。 仿真條件為 ： 占空比為 50%的標(biāo)準(zhǔn)脈沖波；開關(guān)都為理想開關(guān)器件；芯片電源直接添加，且為理想的電源；主電路為半橋式逆變電路，其直流電源為兩個相同的理想電壓源；圖中的自舉電容和自舉二極管的選取由上文（ 1），（ 2）得到。其余的電容都為管腳的去耦電容，其作用為低通濾波，濾除 電壓尖峰和脈動。 圖 IR2110 的 仿真 電路 圖 高壓側(cè)輸入輸出波形如下圖所示 26 圖 高 壓側(cè)輸入 輸出 波形 低 壓側(cè)輸入輸出波形如下圖所示 圖 低 壓側(cè)輸入輸出波形 從仿真結(jié)果可以看出，輸入電壓為占空比為 50%的矩形脈沖波，輸出波形跟蹤輸入 27 波形 ，也為占空比為 50%的矩形脈沖波，但是輸入沒有負壓，而輸出有大約為 5V 的負電壓，可以保證 IGBT 可靠關(guān)斷，減小拖尾電流。 高低壓端的響應(yīng)相似，都能跟蹤輸入波形，從仿真結(jié)果還可以看出經(jīng)過 IR2110 后，輸出波形出現(xiàn)毛刺。 4．死區(qū)電路的設(shè)計 由于 IGBT 存在一定的結(jié)電容，所以會造成器件導(dǎo)通關(guān)斷的延遲現(xiàn)象。一般在設(shè)計電路時已盡量降低該影響，比如盡量提高控制極驅(qū)動電壓電流，設(shè)置結(jié)電容釋放回路等。為了使 IGBT 工作可靠，避免由于關(guān)斷延遲效應(yīng)造成上下橋臂直通，有必要設(shè)置死區(qū)時間，也就是上下橋臂同時關(guān)斷時間。死區(qū)時間可有效地避免延遲效應(yīng)所造成的一個橋臂未完全關(guān)斷，而另一橋臂又處于導(dǎo)通狀態(tài)，避免直通炸掉模塊。死區(qū)時間大，模塊工作更加可靠，但會帶來輸出波形的失真及降低輸出效率。死區(qū)時間小，輸出波形要好一些，只是會降低可靠性，一般為 us 級。在本設(shè)計中 東芝 GT15J30型 IGBT關(guān)斷時間為 ,IR2110只能提供 10ns 的死區(qū)時間，需要額外提供 2us 的死區(qū)時間。死區(qū)電路如下圖 所示。 圖 死區(qū)電路 如圖所示，死區(qū)電路由一個與門和一個施密特整形電路組成。只有與門兩個的輸入都為高電平時，輸出才為高電平。當(dāng)輸出脈沖為高電平時，對阻容電路進行充電，經(jīng)過一定的延時，電容充電到與門的閾值電壓（ 左右 ） ，與門才輸出高電平。電容電壓： )1(u ?teupc ?? () Uc 28 帶入得： ) 6102 ???? e（ () 計算得到 τ=,取電容為 1nF,則電阻 。 仿真條件：輸入脈沖為互補的占空比為 50%的矩形脈沖，兩個脈沖之間沒有死區(qū)，如下圖所示： 圖 輸入脈沖波形圖 輸出脈沖跟蹤輸入脈沖，也為互補的占空比接近 50%的矩形脈沖，但由于死區(qū)電 路，在開關(guān)管導(dǎo)通時，形成了大約為 2μ s的死區(qū)。在開關(guān)管關(guān)斷時，由于 二極管正 導(dǎo)通，電容迅速放 電，不會有死區(qū)，輸出波形如下圖所示： 圖 輸出脈沖波形圖 29 由仿真結(jié)果可以看出，經(jīng)過死區(qū)電路后，互補的脈沖形成了一定的死區(qū)， 死區(qū)時間可有效地避免延遲效應(yīng)所造成的一個橋臂未完全關(guān)斷，而另一橋臂又處于導(dǎo)通狀態(tài)，避免直通炸掉模塊。 經(jīng)過死區(qū)電路后的脈沖需經(jīng)過施密特觸發(fā)器整形，這樣可以整形輸出脈沖，更好地驅(qū)動開關(guān)管。 二、 逆變總 電路仿真 （一） 逆變總電路 系統(tǒng) 仿真電路 圖 逆變電路的主電路采用全橋式逆變電路，控制電路采用雙極性調(diào)制 SPWM 方式。具體實現(xiàn)方式為硬件調(diào)制法，由正弦波和三角波經(jīng)過比較實現(xiàn)。輸出濾波器為 LC 濾波 器。系統(tǒng)采用雙電源供電。不考慮 驅(qū)動電路和死區(qū)電路。 仿真條件： 理想 50Hz 正弦波，理想 20kHz 三角波 ,理想 400V直流電源供逆變器使用，理想比較器，理想逆變器，理想開關(guān)管，理想二極管，負載等效為一個電阻，雙極性調(diào)制方式， LC 濾波器。 圖 逆變總電路系統(tǒng)仿真電路圖 30 （二） 輸出電壓波形圖 輸出是 SPWM 脈沖波經(jīng)過低通濾波得到的波形 ， 近似 為 正弦波 。但 在 前幾 個周期內(nèi) ，波形畸變較大，因為輸出電感電容有一個暫態(tài)過程，當(dāng)達到穩(wěn)態(tài)時，輸出波形變好。如下圖所示： 圖 逆變總電路輸出波形圖 由仿真結(jié)果 可以看出，逆變電路的輸出確實接近正弦波，波形在第一個工頻周期要經(jīng)歷一個暫態(tài)過程，達到穩(wěn)態(tài)時波形變好，但波峰和波谷有畸變。 原因可能是死區(qū)的影響。 三、 SPWM 脈沖的實現(xiàn) 由上文知， SPWM 的實現(xiàn)方式有軟件法和硬件法。由于軟件實現(xiàn)需要高速微處理器，比如 DSP 等，不適合于做此設(shè)計，因此采用硬件調(diào)制的方法。硬件調(diào)制法又可分為正弦波、三角波比較法和 SPWM 芯片法。采用 SPWM 芯片，外圍電路設(shè)計簡單，而且容易設(shè)計反饋，提高輸出波形的質(zhì)量。因此本設(shè)計采用硬件調(diào)制的方法，利用 EG8010 型號的SPWM 芯片完成這一設(shè)計。 （一） EG8010 簡介 EG8010 是