【導(dǎo)讀】的數(shù)字逆變測(cè)試電源系統(tǒng)。該電源采用全數(shù)字化控制，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，控制靈活，為。智能化控制是目前國(guó)內(nèi)外的一。個(gè)研究熱點(diǎn)，本設(shè)計(jì)中控制核心采用性價(jià)比高的C51系列單片機(jī)。迅速有效的保護(hù)功能。在調(diào)制方法上采用流行的脈寬調(diào)制SPWM，為了改善設(shè)。與保護(hù)的快速性與準(zhǔn)確性，采取了高性能的驅(qū)動(dòng)保護(hù)芯片。在供電電路上采用。JS158，滿足專為設(shè)計(jì)逆變裝置而又使用IPM的嵌入式系統(tǒng)級(jí)開關(guān)電源。紹SA4828的原理及其應(yīng)用在逆變器中的軟硬件設(shè)計(jì)方法。自動(dòng)保護(hù)等功能，基本實(shí)現(xiàn)了智能控制的要求。

　　

【正文】 最大值 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 為 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () Udc為三相電源電壓最低時(shí)整流輸出的直流電壓的平均值 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 計(jì)算單相全波整流電路濾波電容的經(jīng)驗(yàn)公式是 因?yàn)槿嗳ㄕ麟娐返幕l率為單相整流電路的 3倍，所以計(jì)算三相整流電路的濾波電容公式為： 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () C=200=1626uF () 因?yàn)槿嗾鞯募y波較單相整流要小許多，所以本系統(tǒng)中輸入濾波電容取1600uF，在實(shí)際電路中，我們選用 2個(gè) 2200uF/450VDC電容和 21000uF/450VDC容兩兩串聯(lián)再并聯(lián)組成，經(jīng)仿真和實(shí)驗(yàn)證明，所選電容能滿足設(shè)計(jì)要求。 3. 輸入濾波電感的設(shè)計(jì) 我們可以根據(jù)保持負(fù)載電流 連續(xù)的要求來選擇濾波電感 L，設(shè)最小負(fù)載功率 P 2020Wmin ? () i n . m a x i n . m a x3 7 5 0 3 7 5 0I 6 . 3 3 AU 3 8 0 3 0 . 9 3? ? ? IGBT三相逆變電源設(shè)計(jì) 25 in 2020P 2500 ??錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 結(jié)果?。?4mH。 1. IGBT的選擇 （ 1）耐壓 當(dāng)輸入電網(wǎng)電壓為最高輸入電壓時(shí)，經(jīng)整流濾波后輸出的最高直流電壓為 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 考慮各種因素的影響取 50％的裕量，則 IGBT的最低耐壓為 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () （ 2） IGBT的電流 在一些參數(shù)未知的情況下，我們需要估算 IGBT的電流，以便選擇 IGBT管。輸入電網(wǎng)電壓經(jīng)輸入整流濾波后，直流母線上的最大直流電流為=錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 式（ ）中 d c . m inU 1 .3 5 3 8 0 ( 1 1 0 % ) = 4 6 2 V? () 所以可選擇 IGBT的額定電流為 25A。 綜上所述，在本系統(tǒng)中，我們可選擇日本富士公司生產(chǎn)的 2MBI25L120(2單元 25A/1200V型 IGBT管，該管耐壓 1200V，電流容許值為 25A。 2. 輸出 LC 濾波電路 經(jīng)全橋逆變器輸出的電壓中，逆變開關(guān)頻率一般都比較高，從幾 KHz到幾MHz的都有。對(duì)幾 KHz至十幾 KHz的脈沖電壓進(jìn)行濾波時(shí)，一般對(duì)紋波電壓要求不是太高，所以可以忽略濾波電解電容等效串聯(lián)電阻 (ESR)，并且頻率不高時(shí)，其等效串聯(lián)阻抗 ESZ也不大，影響也不嚴(yán)重。但是，隨著 頻率的升高，電解電容引線電感 L造成的等效串聯(lián)阻抗 ESZ就會(huì)上升，明顯地增加輸入電壓的紋波。所以計(jì)算 LC參數(shù)，要分別情況根據(jù)工作頻率范圍設(shè)計(jì)。允許電抗器的電流波動(dòng) IGBT三相逆變電源設(shè)計(jì) 26 峰－峰值 30002220?L o eΔ i I 5 % = 2 5 % = 1 . 4 A () 逆變器輸出脈沖電壓峰值 () 由于逆變器輸出的是 SPWM 電壓，所以在設(shè)計(jì)濾波 LC 參數(shù)時(shí)，我們可以考慮 如下情況： 當(dāng)濾波輸出的平均電壓 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 =311V，此時(shí) 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 ， 錯(cuò)誤 !未找到引用源。， () 由式 L=LmoniVVT(270)， 得 L=(513/311)=， () 由式錯(cuò)誤 !未找到引用源。，得錯(cuò)誤 !未找到引用源。， () 所以 L取 15mH。 設(shè)電容電壓紋波為 3V， LiC8? [13]eΔ TΔ u，得錯(cuò)誤 !未找到引用源。， ()取10uF。 所以 L為工頻電感，電感量 可選為 15mH，為減小噪聲，選閉合鐵芯，如OD型硅鋼鐵芯（ 400Hz）或鐵粉芯鐵芯。 C為工頻電容，可以選 CBB6110uF250VAC。 RCD緩沖電路的設(shè)計(jì) 緩沖電路也稱作吸收電路，它是一種保護(hù)電路，其目的是在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)防止在開關(guān)管上產(chǎn)生過電壓，另外它也能改變開關(guān)管開關(guān)過程中電壓和電流的波形軌跡，使開關(guān) “ 軟化 ” ，以減少開關(guān)損耗。在本系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，我們選用 IGBT 作為開關(guān)器件，由于 IGBT開關(guān)速度快，當(dāng) IGBT由通態(tài)迅速關(guān)斷時(shí)，有很大的－di/dt產(chǎn)生。該－ di/dt在主回路的布線電感上引 起較大的尖峰電壓－ Ldi/dt，這個(gè)尖峰電壓與直流電源電壓疊加后加在關(guān)斷的 IGBT的集射兩極之間。如果尖峰電壓很大，可能使疊加后的電壓超過反向安全工作區(qū)，或者由于 dU/dt 太大引起誤導(dǎo)通，兩者都有損于 IGBT。因此為保護(hù) IGBT，我們?cè)?SPWM逆變電路中設(shè)置了RCD緩沖電路。 IGBT三相逆變電源設(shè)計(jì) 27 具有緩沖電路的逆變器的一個(gè)橋臂如圖 。為了分析緩沖電路的工作原理，把圖 。圖 。如圖 ，假定當(dāng)前工作狀態(tài)為 T1導(dǎo)通， T2 截止，此時(shí)，電源正極經(jīng) T Ds2對(duì) Cs2充電， Cs2上電壓為 Ed，且 T1 中電流的另一部分流入負(fù)載（見圖 ）， Cs1處于放電狀態(tài)，其電壓漸漸低于 Ed。當(dāng) T1 的觸發(fā)信號(hào)取消后， T1 即開始關(guān)斷，為了保持負(fù)載電流連續(xù)， T2 上的續(xù)流二極管 FWD導(dǎo)通，如圖 。 圖 圖 緩沖器電路 圖中： Lm－直流母線分布總電感， Lm=L1+L2 I0－關(guān)斷前集電極輸出電流 Ls－緩沖電路布線電感 Ucesp－ Ls上引起的反電動(dòng)勢(shì) Cs－緩沖電路電容 Ucep－ Cs上充電尖 峰電壓 Ds－緩沖電路二極管 Ed－直流電源電壓 Rs－緩沖電路電阻 Ufp(ds)－ Ds上正向恢復(fù)電壓 緩沖二極管 VDs陰極基本上被鉗制在 Ed負(fù)極電位上（忽略續(xù)流管壓降），由于 Cs 兩端電壓不會(huì)突變， VDs處于正向偏置而導(dǎo)通。另外，分布電感 Lm 仍以維持 Ic不變的趨勢(shì)經(jīng) Ls向 Cs充電，在 Ls上產(chǎn)生－ LsdIc/dt反電動(dòng)勢(shì)（左正右負(fù)）。由于 VDs 在導(dǎo)通過程中具有正向過渡特性，開始時(shí)有較大的正向瞬時(shí)電壓（ 40－ 60V），見圖 (a)。因此，加在 T1 集射兩端的電壓是 Ls、 Cs、 VDs支路電壓的總和，即 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 隨著充電過程進(jìn)行， VDs正向過渡特性很快結(jié)束，其正向壓降逐步減到零， IGBT三相逆變電源設(shè)計(jì) 28 見圖 (a)， Uce從 Ucesp逐漸減小。但隨著 Cs的充電，其兩端電壓又逐步升高，因此， Uce又逐步回升達(dá)到 Ucep，如式 ()。 Cs 充電過程停止，接著 Cs經(jīng)（ Ls+Lm）、Ed、 FWD、 VDs構(gòu)成的 LC 電路開始放電。由于 Ls上反電動(dòng)勢(shì)改變方向（左負(fù)右正）， Uce產(chǎn)生一個(gè)負(fù)下跳－ Lsdids/dt， VDs上開始出現(xiàn)反向恢復(fù)電流。當(dāng)反向電流ids達(dá)到最大時(shí)，就開始減小 ， Ls 上反電動(dòng)勢(shì)又改變方向（左正右負(fù)）， Uce又出現(xiàn)一個(gè)上跳，二極管 VDs 進(jìn)入關(guān)斷過程， VDs 上承受反向電壓 Uds 如式 ()所示，（ Lm+Ls）上反電動(dòng)勢(shì)為左正右負(fù)。 VDs關(guān)斷后， ids＝ 0， (Lm+Ls)上反電動(dòng)勢(shì)消失， VDs上承受的反向電壓 Uds=UcepEd=ΔUce。 圖 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 式中， idsr為 VDs的反向恢復(fù)電流。 ΔUce是前面 Lm經(jīng) Ls向 Cs充電時(shí)產(chǎn)生的高出直流電壓 Ed的部分，此時(shí)成為反偏壓全加在 VDs的兩端。 2．緩沖電路參數(shù)的計(jì)算 產(chǎn)生過電壓的根本原因是主回路的布線電感 Lm，其間存儲(chǔ)的電能為 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 緩沖電路能吸收的能量為 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () IGBT三相逆變電源設(shè)計(jì) 29 令式 ()等于式 (，有 22s c e p d m oC ( U E ) L I?? () 為確保 Lm中能量全部被 Cs 吸收，應(yīng)取 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 式中， 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 ； 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 ； 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 本系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，取 2uH， 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () s 22C 0 . 0 2 2 F( 1 0 8 0 6 0 0 ) ???? 2 50 () 取 30 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 。 緩沖電阻的要求是， IGBT關(guān)斷時(shí)， Cs 上積累電荷的 90％能及時(shí)釋放掉，可由式 。阻值過小，緩沖電路可能振蕩， IGBT導(dǎo)通時(shí)電流增加。 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 緩沖電阻產(chǎn)生的損耗 P(RS)與阻值無關(guān)，可由下式確定： 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 式中系數(shù) 10是電阻互特 數(shù)的裕度系數(shù)，以防溫升過高， f為開關(guān)頻率，本例中 f取 。所以可計(jì)算如下： 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 錯(cuò)誤 !未找到引用源。 () 在實(shí)際應(yīng)用中，應(yīng)用多個(gè)電阻串并聯(lián)來滿足電阻的阻值和功率要求。實(shí)用緩沖電路可參照?qǐng)D ，我們可以使每個(gè)雙單元 IGBT模塊使用一個(gè)緩沖電路。值得一提的是 ,在選擇緩沖電路元件時(shí)應(yīng)該注意，緩沖電容盡量用無感電容，緩沖二極管必須是正向過渡電壓低，反向恢復(fù)時(shí)間短、反向恢復(fù)特性軟的二極管。mLF? IGBT三相逆變電源設(shè)計(jì) 30 恢復(fù) 時(shí)間長(zhǎng)，二極管功耗大，恢復(fù)特性硬，容易引起 IGBT集射間電壓振蕩。接線時(shí)，應(yīng)盡量使 Cs、 VDs 緊靠 IGBT，以減小分布電感。 A/D轉(zhuǎn)換電路 因系統(tǒng)輸入市電電壓是波動(dòng)的，而輸出要求是穩(wěn)定的 380V電壓，所以需經(jīng)采樣電路采樣輸出電壓，得到的模擬量再經(jīng)過 A/D 轉(zhuǎn)換電路轉(zhuǎn)換為數(shù)字量，然后送往單片機(jī)，單片機(jī)通過一定的算法使輸出電壓穩(wěn)定在 380V。 . 本系統(tǒng)的采樣電路如圖 ，輸出電壓經(jīng)變壓器變壓后再經(jīng)整流堆整流，輸出的是脈動(dòng)的電壓，此電壓再經(jīng)電阻 R6 和電容 C5 組成的濾波器 濾波后，成為穩(wěn)定的直流電壓 ，經(jīng)可變電阻 R7 調(diào)節(jié)后送往 A/D 轉(zhuǎn)換電路。我們可以調(diào)節(jié)電路，使得當(dāng)系統(tǒng)輸出電壓有效值是 380VAC時(shí)，電路輸出電壓是 ，該電路可在系統(tǒng)輸出電壓的一定變化范圍內(nèi)具有線性關(guān)系。 1234D2R22 1 0 kR31 0 kR61kC54 7 0 u F123JH E A D E R 3R71 0 ki n . o 圖 采樣電路得到的模擬信號(hào)必須經(jīng) A/D 轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為數(shù)字量后才能送往單片機(jī)進(jìn)行處理。本系統(tǒng)中，我們采用 ADC0809，它是 CMOS工藝、采用逐次逼近 IGBT三相逆變電源設(shè)計(jì) 31 法的 8位 A/D轉(zhuǎn)換芯片， 28腳雙列直插式封裝，片內(nèi) 除 A/D轉(zhuǎn)換部分外還有多路模擬開關(guān)部分。 ADC0809最多允許 8路模擬量分時(shí)輸入，共用一個(gè) A/D轉(zhuǎn)換器進(jìn)行轉(zhuǎn)換，圖 39是它與單片機(jī) AT89C51的接口電路。 ADC0809由 8路模擬開關(guān)、 8位 A/D轉(zhuǎn)換器、三態(tài)輸出鎖存器以及地址鎖存譯碼器等組成。其引腳功能說明如下： U 5 AS N 7 4 0 2U 5 BS N 7 4 0 2V C C2627281234561612922232425D F 0D F 1D F 2D F 3D F 4D F 5D F 6D F 7r o f r o f +I N 0P 3 .4 7123456P 0 .0P 0 .1P 0 .2P 0 .3P 0 .4P 0 .5P 0 .6P 0 .7131417818192021I D F 2 12 22 3