【導讀】的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源。開關電源是利用現(xiàn)代。壓的一種電源，一般由PWM控制IC和MOSFET構成。等方面的深入研究，一種基于脈寬調制器UCC3842的開關電源應運而生，并逐步取代傳統(tǒng)的串聯(lián)線性穩(wěn)壓電源。本文基于控制芯片UC3842設計制。大電流的直流場合。并分析了該電源的工作原理，包括主電路、控制電路、

　　

【正文】 別僅是圖（ a）將 C接在輸入端， 圖（ b）則接 C到輸出端。圖（ c）、（ d）所示電路較復雜，抑制干擾的效果更佳。圖（ c） 中的 L、 C1和 C2用來濾除共模干擾， C3和 C4濾除串模干擾。 R3為泄放電阻，可將 C3上積累的電荷泄放掉，避免因電荷積累而影響濾波特性；斷電后還能使電源的進線端 L、 N 不帶電，保證使用的安全性。圖（ d）則是把共模干擾濾波電容 C3和 C4接在輸出端 . 為了保證所設計的開關電源有較好的穩(wěn)定性，在本設計中 EMI濾波器采用的電路圖如 (d)圖所示。 圖 設計中所采用的電路圖 山東科技大學 2020 級畢業(yè)設計（論文） 38 工作過程： C L C C3組成的雙 π 型濾波網(wǎng)絡主要是對輸入電源的電磁噪聲及雜波信號進行抑制，防止對電源干擾，同時也防止電源本身產(chǎn)生的高頻雜波對電網(wǎng)干擾。當電源開啟瞬間由于瞬間電流大，加 RT1（熱敏電阻）就能有效的防止浪涌電流。因瞬時能量全消耗在 RT1電阻上，一定時間后溫度升高后 RT1阻值減?。?RT1是負溫系數(shù)元件），這時它消耗的能量非常小，后級電路可正常工作。 （ 3）、 EMI濾波器的技術參數(shù) 【 16】 EMI濾波器的主要技術參數(shù)有：額定電壓、額定電流、漏電流、測試電壓、絕 緣電阻、直流電阻、使用溫度范圍、工作溫升 Tr 、插入損耗 AdB、外形尺寸、重量等。上述參數(shù)中最重要的是插入損耗（ 亦稱 稱插入衰減），它是評價電磁干擾濾波器性能優(yōu)劣的主要指標。 插入衰減），它是評價電磁干擾濾波器性能優(yōu)劣的主要指標 . ① 、 插入損耗（ AdB）是頻率的函數(shù)，用 dB表示。設電磁干擾濾波器插入前后傳輸?shù)截撦d上的噪聲功率分 P1 、 P2 ，有公式： AdB = 10 ㏒（ P1/P2） (1) 假定負載阻抗在插入前后始終保持不變，則 P1= V12/Z， P2= V22/Z。式中 V1是噪聲源直接加到負載上的電壓， V2是在噪聲源與負載之間插入電磁干擾濾波器后負載上的噪聲電壓，且 V2﹤﹤ V1。帶入（ 1）式中得到： AdB = 20 ㏒（ V1/V2） (2) 插入損耗用分貝 （ dB）表示，分貝值愈大，說明抑制噪聲干擾的能力愈強。鑒于理論計算比較繁瑣且誤差較大，通常是由生產(chǎn)廠家進行 實際測量，根據(jù)噪聲頻譜逐點測出所對應的插入損耗，然后會出典型的插入損耗曲線，提供給用戶。 山東科技大學 2020 級畢業(yè)設計（論文） 39 ② 、漏 電流 ： 計算 EMI濾波器對地漏電流的公 式為： ILD=2π f C V C (3) 式中， ILD 為漏電流， f是電網(wǎng)頻率。以圖 d為例， f=50Hz,C= C3 + C4 =4400Pf, VC 是 C3 、 C4 上的壓降，亦即輸出端得對地電壓，可取 VC ≈220V/2=110V 。由（ 3）式不難算出，此時漏電流 ILD = C4若選4700pF,則 C=4700Pf*2=9400pF， ILD =。顯然，漏電流與 C成正比。對漏電流的要求是 愈小愈好，這樣安全性高，一般應為幾百毫安至幾毫安。 ③ 、額定電流： 額定電流還與 環(huán)境溫度 TA有關：例如，國外有的生產(chǎn)廠家給出了下述經(jīng)驗公式： I=I1(85TA)/45 (4) 式中， I1是 40176。C 時的額定電流。舉例說明，當 TA =50時， I= I1；而當 TA =25時， I= I1。這表明，額定電流值隨溫度的降低而增大，這是由于散熱條件改善的緣故。 整流濾波電路 【 17】 （ 1）、整流電路 ① 、工作原理 ： 山東科技大學 2020 級畢業(yè)設計（論文） 40 圖 整流電路 圖 整流電路的波形圖 當正半周時二極管 D D3 導通，在負載電阻上得到正弦波的正半周。 當負半周時二極管 D D4 導通，在負載電阻上得到正弦波的負半周。 在負載電阻上正負半周經(jīng)過合成，得到的是同一個方向的單向脈動電壓 ② 、負載上的直流電壓和直流電流 山東科技大學 2020 級畢業(yè)設計（論文） 41 輸出電壓是脈動電壓，通常用它的平均值與直流電壓等效 圖 負載電壓波形 輸出的平均電壓為： 22π0 2L 22ds i n2π1 VVttVV ??? ? ?? 流過負載的平均電流 為 ： LLRVR VR VI ???L2L2L 22 流過二極管的平均電流為： L2L2LD 22 R VRVII ??? 二極管所承受的最大反向電壓： 2Rmax 2VV ? （ 2） 濾波電路 山東科技大學 2020 級畢業(yè)設計（論文） 42 圖 濾波電路 ① 、基本概念及原理 濾波電路利用電抗性元件對交、直流阻抗的不同，實現(xiàn)濾波。 電容器 C 對直流開路，對交流阻抗小，所以 C 應該并聯(lián)在負載兩端，起穩(wěn)定電壓的作用； 電感器 L 對直流阻抗小，對交流阻抗大，因此 L 應與負載串聯(lián)，起穩(wěn)定電流的作用。 經(jīng)過濾波電路后，既可保留直流分量、又可濾掉一部分交流分量，改變了交直流成分的比例，減小了電路的脈動系數(shù)，改善了直流電壓的質量。 ② 、單相橋式電容濾波整流電路及原理 Ⅰ 、單相橋式電容濾波整流電路 —— 在負載電阻 上并聯(lián)了一個濾波電容 C。 Ⅱ 、濾波原理 若電路處于正半周，二極管 D D3 導通，變壓器次端電壓 v2 給電容器 C 充電。此時 C相當于并聯(lián)在 v2上，所以輸出波形同 v2， 是正弦形。 山東科技大學 2020 級畢業(yè)設計（論文） 43 濾波原理 所以，在 t1 到 t2 時刻，二極管導電，Ｃ充電， vC=vL 按正弦規(guī)律變化；t2 到 t3 時刻二極管關斷， vC=vL 按指數(shù)曲線下降，放電時間常數(shù)為 RLC。需要指出的是，當放電時間常數(shù) RLC 增加時， t1 點要右移， t2點要左移，二極管關斷時間加長， 導通角減小，見曲線 3；反之， RLC 減少時，導通 角增加。顯然，當Ｒ L很 小，即 IL 很大時，電容波的效果不好，見濾波曲線中的 2。反之，當Ｒ L 很大 ，即 IL 很小時，盡管 C較小 , RLC 仍很大 ,電容濾波的效果也很好 ,見濾波曲線中的 3。所以電容濾波適合輸出電流較小的場合。 當 v2到達 90176。 時， v2開始下降。先假設二極管關斷，電容 C就要以指數(shù)規(guī)律向負載 Ｒ L放電。指數(shù)放電起 始點的放電速率很大。 在剛過 90176。時，正弦曲線下降的速率很慢。所以剛過 90176。時二極管仍然導通。在超過 90176。后的某個點，正弦曲線下降的速率越來越快，二極管關斷。 山東科技大學 2020 級畢業(yè)設計（論文） 44 圖 RLC 對濾波的影響 Ⅲ 、 電容濾波的計算 電容濾波的計算比較麻煩，因為決定輸出電壓的因素較多。工程上有詳細的曲線可供查閱。一般常采用以下近似估算法： 一種是用鋸齒波近似表示，即： 20 m a x2m a x= eLILV B??? ? ? 另一種是在 RLC=(3?5)T/ 2的條件下，近似認為 VL=VO=。（或者，電容濾波要獲 得較好的效果，工程上也通常應滿足 ?RLC≥6~10 。） （ 4）整流濾波電路中，輸出直流電壓 VL隨負載電流 IO的變化關系曲線。 圖 輸出電壓隨負載的變化 山東科技大學 2020 級畢業(yè)設計（論文） 45 2OLd2O2OL1 .22)53(=0 .9=, 02=,=VVTCRVVCVVR???～? 由此可見，其輸出電壓值隨著負載電流的變化而不斷變化，因此為使其達到真正意義上的恒壓值，應進一步進行穩(wěn)壓處理。 因為電容濾波是保持電壓不恒定不變，故在本設計中選用電容濾波，而不是電感濾波。 故整流濾波電路如下所示： 圖 、抑制開關電源產(chǎn)生的干擾 （ 1）、產(chǎn)生干擾的原因： 山東科技大學 2020 級畢業(yè)設計（論文） 46 圖 干擾源及電流電壓波形 開關電路是開關電源的核心也是主要的干擾源之一，它主要由開關管和高頻變壓器組成。開關管產(chǎn)生的 dV/dt 具有較大的脈沖，頻帶較寬且諧波豐富。這種脈沖干擾產(chǎn)生的主要原因是： ① 、在開關管導通瞬間，變壓器初級線圈產(chǎn)生很大的涌流，并在初級線圈的兩端出現(xiàn)較高的浪涌尖峰電壓 。在開關管斷開瞬間，由于初級線圈的漏磁通，致使一部分能量沒有從一次線圈傳輸?shù)蕉尉€圈，儲藏在漏感中的這部分能量將和開 關管本身的極間電容、電阻形成帶有尖峰的衰減振蕩，疊加在開關管的關斷電壓上，形成關斷尖峰電壓。這個噪聲會傳導到輸人輸出端，形成傳導干擾。 ② 、輸出二極管在正向導通時， PN結內的電荷被積累，二極管加反向電壓時積累的電荷將消失并產(chǎn)生反向電流。由于二次整流回路中 V在開關轉換時頻率很高，即由導通轉變?yōu)榻刂沟臅r間很短，在短時間內要讓存儲電荷消失就產(chǎn)生反向電流的浪涌。由于直流輸出線路中的分布電容、分布電感的存在，使因浪涌引起的干擾成為高頻衰減振蕩。 山東科技大學 2020 級畢業(yè)設計（論文） 47 ③ 、高頻變壓器初級線圈，開關管和濾波電容構成的高頻開關電流環(huán)路可能產(chǎn) 生較大的空間輻射，形成輻射干擾。 如圖 b 所示， I1 是變壓器初級線圈電流， I2 是二次線圈電流， VDS 是開關管漏源極間電壓， VD是二次側輸出二極管上兩端電壓。開關管關斷時產(chǎn)生頻率為 f1 的干擾，而輸出二極管反向電流引起頻率為 f2的干擾。 ④ 、干擾的耦合通道： 由于變壓器的初次級線圈間存在雜散電容，開關電路產(chǎn)生的共模干擾通過變壓器在原副邊相互傳播。相比較而言，差模干擾路徑比較簡單也易于處理。在此主要介紹共模干擾的產(chǎn)生和抑制。 （ 2）、開關管和輸出二極管的緩沖電路 圖 緩沖電路 由于開關管和輸出二 極管的高速開關引起的干擾，可以通過增加緩沖電路來減小。如上圖所示： 山東科技大學 2020 級畢業(yè)設計（論文） 48 ①、 由于變壓器的繞制工藝引起的漏電感以及負載的電感性引起的開關應力過高，可導致開關管的損壞，因此與電感線圈并聯(lián) RCD 緩沖網(wǎng)絡可有效抑制開關應力，從而可以選取耐壓值較小的開關管，減小了損耗和成本。 上圖中 C1， R1， D1組成 snubber 電路，吸收殘存在變壓器漏感中的能量，能夠減小開關管關斷時的浪涌電壓。 電容 CZ的取值如下 : C2=IP tf / 2 (*Vceo) 式中， IP為原邊電流最大值， tf為集電極電流下降時間， Vceo 為所用開關管 耐壓額定值。 R1的取值必須保證在最大輸人電壓和最小負載電流時 C2的充分放電，取值如下 : R1= / C2 在本電路中， D1采用肖特基二極管 FR107， c1取 103/IkV， R1 取 47k/2W。 ② 、上圖中 C2， R2， D2 組成開關 緩沖電路，減小開關管的 dV/dt，即減小由此產(chǎn)生的干擾。 ③ 、上圖中 C3， R3組成輸出二極管的緩沖電路，減小 di/dt，另外輸出二極管應采用肖特基或者超快速恢復二極管。 （ 3）、高頻變壓器的設計和選擇 山東科技大學 2020 級畢業(yè)設計（論文） 49 變壓器是開關電源的最關鍵器件之一。變壓器不僅要設計合理， 在制作上也很有講究。一個好的變壓器既要滿足帶負載能力，還要能起到減小和抑制干擾的作用。 ① 、 首先應根據(jù)輸出負載的大小選擇變壓器的類型和磁芯的型號 【 18】 。 在單端反激式變換器電路中，變壓器初級繞組只在 B— H待佐曲線 [磁滯回線 )的一個方向上被驅動，因此，在設計時注意不要使其飽和所選擇的磁芯一定要有足夠大的有效體積，通常應用空氣隙來擴大其有效體積 傳輸變壓器有效體積 v 的計算公式如下： 0 e m a x2m a xLILV B??? ? ?? ILamx最大負載電流 ‘ L：變壓器次級繞組的電感量； 0? ：空氣的導磁率。其值為 15 e? ：所選磁芯的磁性材料的相對導磁率 Bmax：磁芯的最大磁通密度。 相對導磁率從應盡可能選得大一些，以避免由于喂制磁充尺寸和線徑，以及銅損和鐵損引起磁芯溫升過高。 ② 、 確定變壓器的線徑及線數(shù)。依據(jù) Bobbin 的槽寬并以電流密度 6A/mm2為參考，綜合考慮電流的趨膚效應，決定變壓器的線徑及線數(shù)。 ③ 、 根 據(jù)電路的拓撲結構和設計要求，計算初次級繞組的電感量和匝數(shù)，反激式電源還應計算變壓器氣