【正文】 { Value1 |= 0x80 i。 } } for(i = 0。 i 8。 i++) //讀第二次數(shù)據(jù) { if(DIO) { Value2 |= 0x01 i。 } CLK = 1。 CLK = 0。 } AD_CS = 1。 //關(guān)掉芯片 if(Value1 == Value2) //數(shù)據(jù)校難 { return Value1。 } else { return 0。 }}void bao_jing()//報(bào)警處理函數(shù){ bit flag。 if(dat1dat2)//大于設(shè)定值報(bào)警 { TR0=1。//開(kāi)啟定時(shí)器 flag=1。 jdq=0。//開(kāi)啟繼電器 } while(flag) { if(num10)beep=0。//蜂鳴器報(bào)警 if(num10)beep=1。//停止 dat=ADC0832()。//讀出數(shù)據(jù) if(dat14)dat1=dat*80/5122。//數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換 else dat1=0。 display()。//顯示濃度值 if(dat1dat2)//小于設(shè)定值停止報(bào)警 { flag=0。 beep=1。//關(guān)閉蜂鳴器 TR0=0。//關(guān)閉定時(shí)器 jdq=1。//關(guān)閉繼電器 } }}void main(){ uint i。 yj1602_init()。 //定時(shí)器初始化 TMOD=0x01。 TH0=(6553650000)/256。 TL0=(6553650000)%256。 EA=1。 ET0=1。 TR0=0。//關(guān)閉定時(shí)器 //上電封鎖延時(shí)一分鐘等待傳感器加熱穩(wěn)定//歡迎使用 di()。//滴一聲 for(i=0。i2000。i++)disp()。 di()。//滴一聲 di()。//滴一聲 yj1602_init()。 while(1) { dat=ADC0832()。//讀出數(shù)據(jù) if(dat14)dat1=dat*80/5122。//數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換 else dat1=0。 display()。//顯示濃度值 keyscan()。//按鍵掃描函數(shù) bao_jing()。//報(bào)警處理函數(shù) }}void T0_int() interrupt 1{ TH0=(6553650000)/256。 TL0=(6553650000)%256。 num++。 if(num==20)num=0。}附錄2 元器件清單外文資料翻譯及原文AT89CX051單片機(jī)模數(shù)轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用Atmel AT89C1051和AT89C2051單片機(jī)是具有低管腳數(shù)、寬工作電壓范圍和一個(gè)積分模擬比較器的片上Flash。這篇應(yīng)用手冊(cè)描述了這兩種低成本的A/D轉(zhuǎn)換方式。它們被用于Atmel AT89C1051和AT89C2051單片機(jī)的比較器中。RC 模數(shù)轉(zhuǎn)換器這種變換方法組成簡(jiǎn)單，但準(zhǔn)確性下降，轉(zhuǎn)換時(shí)間變長(zhǎng)。在下列提到的例子中，其分辨率超過(guò)50mv，變換時(shí)間為小于等于7毫秒。如圖一所示，如果采用RC模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換方法只需要一個(gè)AT89CX051單片機(jī)，兩個(gè)電阻器和一個(gè)電容器。單片機(jī)的輸出（11管腳）在零到VCC之間變化。它交替為電容充放電。這個(gè)電容器與內(nèi)部比較器的非反向輸入相連（12管腳）。單片機(jī)計(jì)算電容器電壓達(dá)到與內(nèi)部變換比較器輸入電壓的時(shí)間。比較器電壓要和未知輸入電壓相匹配（13管腳）。未知電壓是所測(cè)時(shí)間的函數(shù)。在圖一中HP50827300 LED 的顯示不需要變化，但是要用軟件來(lái)實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單二進(jìn)制電壓作用。電壓分辨率不利用RC轉(zhuǎn)換軟件的判別，它在提供調(diào)試工具的同時(shí)也給出了一個(gè)方法。典型電容器充放電周期波形如圖二所示。放電部分曲線和充電部分曲線相同，大約都在VC=VCC=2線上。除了已給出的說(shuō)明的地方，放電部分周期運(yùn)用了下面的方程和討論：下列指數(shù)方程中，電容電壓和時(shí)間的函數(shù)： （1）其中VC是t時(shí)刻的電容器電壓，VCC是給定電壓，RC是電容器和電阻器值的乘積。電壓?jiǎn)挝粸榉?，時(shí)間單位為秒。電阻為歐姆，電容為法拉。乘積RC為時(shí)間恒量，影響網(wǎng)絡(luò)的波形。當(dāng)電容器充放電開(kāi)始時(shí)波形最陡，并隨時(shí)間變化。不能用浮點(diǎn)計(jì)算和超函數(shù)來(lái)求解指數(shù)方程是RC變換方法的首要問(wèn)題。在一個(gè)壓縮的時(shí)間范圍里，指數(shù)曲線呈現(xiàn)遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出其寬度的陡升趨勢(shì)，近似為垂線。曲線在橫向的持續(xù)變化超過(guò)了橫向變化，產(chǎn)生了很大的誤差。是這種方法失敗的原因。而且它不能解決曲線在漸近線VCC附近劇烈震動(dòng)的問(wèn)題。如果每一次取樣時(shí)間間隔里使用查表繪出計(jì)算初值，微型控制器不需要適時(shí)解決指數(shù)方程。這種方法在簡(jiǎn)化變換軟件時(shí)，可以根據(jù)應(yīng)用需要把數(shù)據(jù)編碼和格式化?？赡苁箶?shù)據(jù)對(duì)稱(chēng)以減小表的大小。RC轉(zhuǎn)換方法的第二個(gè)問(wèn)題是方程各項(xiàng)值變化引起的固有誤差。圖三是電阻電容積值的變化導(dǎo)致電壓變化的放大圖。如圖所示，隨著電容電阻乘積中電壓減小，電容電壓隨之減小。電容器充電放電周期對(duì)稱(chēng)減小了電容電阻積值變化的影響，提高了轉(zhuǎn)換的準(zhǔn)確性。這是通過(guò)周期充電部分的計(jì)算電壓小于Vcc/2，放電部分的計(jì)算電壓大于Vcc/2。誤差在Vcc/2時(shí)最小。在RC被賦值之前，比較器輸出采樣時(shí)間間隔必須確定。采樣時(shí)間間隔應(yīng)該盡量小來(lái)縮短轉(zhuǎn)換時(shí)間和增大轉(zhuǎn)換轉(zhuǎn)換分辨率。采樣時(shí)間間隔執(zhí)行必要的編碼時(shí)間限制。編碼時(shí)間由單片機(jī)的時(shí)鐘決定。在電壓表應(yīng)用中，單片機(jī)在12MHz的時(shí)鐘下運(yùn)行，5微秒為一個(gè)采樣間隔。時(shí)間恒量（RC）影響著電容充放電波形。時(shí)間恒量必須選擇合適的值以試波形最陡的部分達(dá)到所要的分辨水平。充電部分的波形最陡出現(xiàn)在遠(yuǎn)點(diǎn)的附近，放電部分出現(xiàn)在Vcc附近。由于波形對(duì)稱(chēng)，兩部分的波形可用同一時(shí)間恒量來(lái)計(jì)算。圖四所示是電壓和原點(diǎn)附近采樣時(shí)間關(guān)系的放大圖。圖中，△ V是轉(zhuǎn)換器達(dá)到所需分辨率的電壓?！鱰是先前所定的采樣間隔。曲線坐標(biāo)Vc表示電筒電壓，在曲線中是直線。圖中，由于采樣在電壓間隔中進(jìn)行，所以曲線的斜面是理想的。實(shí)際要偏小或者偏大一些?；蛘叻直媛蕰?huì)減小。采樣時(shí)間間隔從原點(diǎn)偏移1/2 △t以后，中心點(diǎn)對(duì)應(yīng)第一次電壓間隔采集點(diǎn)。為了求第一次采樣所需斜面，要得到時(shí)間恒量的最小值，解方程1，得RC:然后設(shè)△ V為所需分辨率最小值()，△t為確定的采樣間隔（5毫秒）。在第一個(gè)采樣點(diǎn)R和C的乘積不能小于計(jì)算出的時(shí)間恒量的最小值。用含有1%公差電阻和5%公差的電容：在電壓表應(yīng)用中，R和C的值分別選擇267歐姆和2毫微法拉。得到一個(gè)最小時(shí)間恒量近似為另外一個(gè)約束條件是R的值。再一次參考圖一。這個(gè)電阻是單片機(jī)內(nèi)部上拉。但在電容充放電周期的充電過(guò)程中對(duì)網(wǎng)絡(luò)RC的時(shí)間恒量有影響。產(chǎn)生不對(duì)稱(chēng)的充放電波造成誤差。為減小電容充放電通道差異的影響，R應(yīng)選擇遠(yuǎn)大于內(nèi)阻值的電阻。在電壓表應(yīng)用是，R的值選為267歐，此值遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于內(nèi)阻值。時(shí)間恒量（RC）影響了電容充放電的持續(xù)周期。是所需轉(zhuǎn)換分辨率的函數(shù)。電容器充放電所需時(shí)間越多，在計(jì)算周期時(shí)的采樣越多，查找表個(gè)數(shù)也越大。電容充放電所需時(shí)間通過(guò)計(jì)算電容電壓從漸近線上升到最小可晰電壓間隔一半所需的時(shí)間來(lái)近似得到。波形的充電部分，漸近線在Vcc。由于波形的對(duì)稱(chēng)，定值同時(shí)用在周期充放電部分。解方程1得到時(shí)間：，所需電壓為：由方程3得：所需測(cè)量回路采樣最小值通過(guò)計(jì)算電容電壓在Vcc/2得到，根據(jù)不同采樣間隔劃分。如果電容電壓上升緩慢，而電容電阻值很大，時(shí)間常數(shù)用最大值計(jì)算。由于電容充放電波形對(duì)稱(chēng)，采樣將同時(shí)在周期的兩個(gè)部分帶入計(jì)算。由方程3得：半周期最小采樣書(shū)為：為了提高準(zhǔn)確度，在充電部分電壓從0到Vcc/2，而放電部分從Vcc到Vcc/2。在表里總數(shù)是先前每半周期計(jì)算采樣的2倍。查找表包含特定于應(yīng)用程序的值和每次采樣計(jì)算電壓值對(duì)應(yīng)。每半周期，平臺(tái)第N個(gè)值對(duì)應(yīng)t = (N1) △t的電壓，△t是確定的采樣間隔。對(duì)充電的半個(gè)周期，通過(guò)求解方程1來(lái)算出電容開(kāi)始充電消耗的時(shí)間，從而得出每次采樣電壓。對(duì)放電半周期，通過(guò)求解下列方程得到電容開(kāi)始放電消耗時(shí)間，得到每次采樣電壓：放電半周期采樣對(duì)應(yīng)電壓通過(guò)在方程4中用t替代N△t計(jì)算。其中N表示采樣數(shù)，在充電半周期中也用同一個(gè)值。方程4轉(zhuǎn)化成：電容充放電周期電壓計(jì)算如下表。電壓在錢(qián)半周期中上升，在后半周期中下降。變化軌跡決定表數(shù)的排列。如表所示。它可以在每半周期最后采樣前實(shí)現(xiàn)比一般中間值更快的周期。記下N=0，N=1時(shí)采樣計(jì)算電壓差。在臨近采樣的電壓隨N的上升下降。在一個(gè)周期中，這反映了此電路電壓和時(shí)間的復(fù)雜非線性關(guān)系。表中所列計(jì)算電壓沒(méi)有加入查找表，但用來(lái)確定表數(shù)。在電壓表中，結(jié)果存儲(chǔ)在packedBCD表格中，每個(gè)字節(jié)兩個(gè)數(shù)字。例：:,。電壓表的精度是1個(gè)單位（），但即便用精密元件，RC模擬—數(shù)字轉(zhuǎn)化也無(wú)法達(dá)到這個(gè)精度。，如下所示。計(jì)算最差情況下誤差Vc=，第一要用方程3確定R和C對(duì)應(yīng)的t：。最差的轉(zhuǎn)換誤差可以通過(guò)用較小公差的元件進(jìn)行減小。轉(zhuǎn)換準(zhǔn)確度和線性受電容特性的影響。電壓表中使用的電容是聚苯乙烯膜，準(zhǔn)確度雖然不好，但因吸收了介質(zhì)和其他影響減小了誤差。沒(méi)檢測(cè)的誤差有：比較器的比較器的局限性，充放電周期的不對(duì)稱(chēng)性，電容電壓達(dá)不到起點(diǎn)或者Vcc，Vcc變化。這些因素造成了轉(zhuǎn)化誤差比單獨(dú)元件誤差大。連續(xù)近似模數(shù)轉(zhuǎn)化這種轉(zhuǎn)化方法雖然增加元件數(shù)但提高了分辨率和準(zhǔn)確度而且縮短了轉(zhuǎn)化時(shí)間。連續(xù)近似（sa）ADCs結(jié)合一個(gè)數(shù)字—模擬轉(zhuǎn)化器（DAC），一個(gè)比較器和一個(gè)近似連續(xù)寄存器（SAR）。但DAC反饋時(shí)，SAR通過(guò)執(zhí)行二進(jìn)制代碼搜索，講產(chǎn)生與電壓相配的輸出。比較器比較DAC未知電壓和輸出，并將結(jié)果返回SAR。SAR開(kāi)始搜索控制最寬輸出變化的DAC位，由于DAC輸出在未知值下為零輸入SAR在最小位周?chē)苿?dòng)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果為未知值對(duì)應(yīng)二進(jìn)制編碼。在一個(gè)8位轉(zhuǎn)化器中，要重復(fù)8次才能找到正確的編碼導(dǎo)致相對(duì)快速的轉(zhuǎn)化。在這個(gè)方法中（圖5），一個(gè)帶積分模擬比較器的AT89CX051單片機(jī)執(zhí)行SAR的軟件功能可以減小元件數(shù)。DAC軟件是選擇一個(gè)MC14088的8位低消耗的電流輸出類(lèi)型。7和6比特型相對(duì)來(lái)說(shuō)更適合于MC14087和MC14086。，25攝氏度時(shí)的輸出電流確保準(zhǔn)確。%，確保了8位單一性和線性。DAC輸出設(shè)定時(shí)間為300納秒。DAC包括了二進(jìn)制加權(quán)，用當(dāng)前的二進(jìn)制代碼檢測(cè)輸入電流的引導(dǎo)開(kāi)關(guān)。通過(guò)一個(gè)LF355B電流輸出轉(zhuǎn)換為電壓，運(yùn)算放大器連接作為一個(gè)電流電壓(I / V)轉(zhuǎn)換器。因?yàn)檗D(zhuǎn)化器有低輸入補(bǔ)償電壓和高輸出旋轉(zhuǎn)比率，電流電壓轉(zhuǎn)換器的輸出被送入AT89CX051比較器來(lái)比較未知電壓。當(dāng)被編譯電壓超過(guò)未知電壓，比較器的輸出就會(huì)變大。第2個(gè)在一個(gè)非反向運(yùn)算放大器，統(tǒng)一獲得緩沖區(qū)可能在未知電壓源和提供間隔的AT89CX051比較器輸入之間插入一個(gè)同意緩沖區(qū)。(Vref)。連接DAC的14管腳電阻參考值是1240歐姆，（Vref/Rref）=（Iref）。在DAC尺度電流中用8比特從0/256到255/256二進(jìn)制編碼，輸出結(jié)果從零到（Io）（Iref 0/256）（Iref 255/256）。記下到DAC輸出電流的信號(hào)是和參考（輸入）電流信號(hào)相對(duì)。輸出電壓由DAC輸出電流（Io）以I/V轉(zhuǎn)換器的值的乘積來(lái)確定。（。Ro）=。電路不提供補(bǔ)償整流。由于LF355B運(yùn)算放大器振幅有較低的偏移電壓，所以偏移電路不用調(diào)整。如果偏移電壓要調(diào)整，增加補(bǔ)償在LF355B數(shù)據(jù)表內(nèi)加入電路偏移修正。隨著I/V轉(zhuǎn)化器獲得電阻值的變化，結(jié)果也會(huì)發(fā)生變化。電阻連接非反向運(yùn)算放大器的輸入應(yīng)該具有相同值以作為電阻與輸入偏移電流平衡。1240歐姆電阻連接DAC的15管腳，2500歐姆電阻和運(yùn)算放大器3管腳連接可以相抵消，性能稍降低。MC14088DAC需要提供+；。，也可根據(jù)需要用15v代替。正極電源可選+15v，這樣可限制運(yùn)算放大器輸出的擺幅，讓比較器輸出限制在5v以上。A到D變換的速度受DAC輸出設(shè)定時(shí)間，運(yùn)算放大器的轉(zhuǎn)換速度和設(shè)定時(shí)間，比較器相應(yīng)時(shí)間和轉(zhuǎn)換速度和執(zhí)行連續(xù)近似算法所需時(shí)間的限制。DAC輸出設(shè)定時(shí)間和比較器執(zhí)行SA算法所需的相應(yīng)時(shí)間是可以忽略的。從輸入到運(yùn)算放大器最大電壓是5v，需要1微秒的轉(zhuǎn)換時(shí)間和（參考LF355B數(shù)據(jù)表）4微秒的停滯時(shí)間。此延時(shí)是滿足軟件的；目錄為可參考的附加信息?！∫粋€(gè)12 MHz處理器時(shí)鐘和由此產(chǎn)生的1微秒作為指令周期,一個(gè)八位轉(zhuǎn)換可以在300微秒內(nèi)進(jìn)行。未知輸入電壓在變化時(shí)必須保持不變的量。這個(gè)連續(xù)近似法模擬—數(shù)字轉(zhuǎn)化器的明顯缺陷是需要雙極的電源和大量單片機(jī)的I/O管腳來(lái)控制DAC。+15v電源可通過(guò)一個(gè)帶單獨(dú)電源的LF355B運(yùn)算放大器來(lái)代替，其電壓源為5v，作用和標(biāo)記擺幅的輸出相同?？刂艱AC的單片機(jī)的I/O管腳數(shù)可以用7或者6位的DAC代替以便減少。并行輸入DAC可用串行DAC輸入代替（更貴）。另外，邏輯可以從添加到單片機(jī)的串行數(shù)據(jù)和DAC的并行數(shù)據(jù)。該應(yīng)用軟件可從Atmel的BBS 下載獲得： (408)4364309. 請(qǐng)?jiān)谠创a文件的開(kāi)始時(shí)參見(jiàn)意見(jiàn)塊以獲得關(guān)于特征和操作的詳細(xì)資料。AnalogtoDigital Conversion Utilizing the AT89CX051 MicrocontrollersThe Atmel AT89C1051 and feature onchip Flash,low pin count, wide operating voltage,range and an integral analog application note describes two lowcost analogtodigital conversiontechniques which utilize the analog parato r in the AT89C1051 and AT89C2051 microcontrollers.