【正文】 法，在逆變電路中被廣泛使用。 驅動電路生成原理圖(2)雙極性SPWM調制在雙極性調制電路中，需要一路正弦波信號和一路三角波信號，三角波信號的幅值必須略大于正弦波信號的峰峰值。若將正弦波送到單電源比較器的同相輸入端，將三角波送到比較器的反相輸入端，則在電壓比較器的輸出端將得到一連串脈沖方波序列，其特點是：在正弦波的正半周中，對應于正弦波幅值較低的部位，脈沖方波的寬度較窄，而對應于正弦波幅值較高的部位，脈沖方波的寬度較寬。而在正弦波的負半周中，對應于正弦波幅值較低的部位，脈沖方波的寬度較寬，而對應于正弦波幅值較高的部位，脈沖方波的寬度較窄。由于這種調制電路輸出的SPWM波信號中既包含了正弦信號正半周的信息，又包含了負半周的信息，所以稱為雙極性調制。由于高頻機通常采用半橋式功放電路，需要兩路大小相等、相位相反的SPWM信號，因此在高頻機中，將由此得到的雙極性調制信號分為兩路，將其中一路反相180176。，即可得到兩路大小相同、相位相反的SPWM信號。 另一種調制電路。它與雙極性調制的區(qū)別是將正弦波送到比較器的反相輸入端，而將三角波送到比較器的同相輸入端。由此得到的SPWM信號的波形與雙極性調制的相反，SPWM波寬度的變化規(guī)律也相反。將其分為兩路，并將其中一路反相后，同樣可以得到兩路大小相等、相位相反的SPWM信號。(3)單極性SPWM調制在單極性調制電路中，也需要一路正弦波信號和一路三角波信號，但三角波信號的幅值只須略大于正弦波信號正半周的幅值或負半周的幅值。并且與正弦波的正半周或負半周對齊。若將正弦波送到單電源比較器的同相輸入端，將三角波送到比較器的反相輸入端，則在三角波幅值大于正弦波的幅值時，比較器將輸出一個負向脈沖，這個正向脈沖的寬度等于三角波大于正弦波部分所對應的時間間隔。而在三角波幅值小于正弦波的幅值時，比較器將輸出一個正向脈沖，這個正向脈沖的寬度等于三角波小于正弦波部分所對應的時間間隔。這時在電壓比較器的輸出端將得到一串脈沖方波序列，其特點是對應于正弦波正半周幅值較低的部位，脈沖方波的寬度較窄，而對應于正弦波正半周幅值較高的部位，脈沖方波的寬度較寬。對應于正弦波的負半周，則輸出脈沖方波的幅值為0。由于這種調制電路輸出的SPWM波信號中只包含了正弦信號正半周或負半周的信息，所以稱為單極性調制。 本設計采用單極性倍頻SPWM正弦波脈沖脈寬調制，其生成原理是將正弦調制波分別輸入到兩運放的同相輸入端，但兩三角波經反相器相位相反。這樣使 一個載波周期Tc里產生了兩個驅動脈沖，在前、后半個載波周期各得到了一個出輸出電壓脈沖，即產生了脈沖數倍增的效果，所以這種調制方式也稱為單級倍頻SPWM調制 。(4)SPWM產生電路：本設計采用自然采樣SPWM，通過正弦基波和等腰三角載波比較產生與正弦波。 正弦波AVr Vg1,T1 三角波Vc 1Vg2,T2 B——— Vg4,T4 1 Vg3,T3 波幅度相對應的SPWM驅動信號。為了保證驅動波形失真度小可以對單片機產生的正弦波晶型濾波，設計采用四階低通濾波器如圖. SPWM生成電路 LC濾波器設計由于本設計的目的為逆變電源，而負載不一定是電感性負載，所以需要對全橋逆變輸出的SPWM波進行濾波處理。逆變電源的輸出LC濾波器是一種具有選頻特性的端網絡，按其頻帶克分為低通、高通和帶通型；按其結構可分為電感輸入型和電容輸入型兩大類。本設計作為電壓型逆變電路輸出濾波器最常見的是電感輸入型的低通濾波器，其主要是用來濾除逆變橋輸出SPWM波中的諧波分量的。LC濾波參數的選擇必須適當。濾波時間常數越大，不僅濾波電路的體積和重量過大，而且濾波電路引起的相位之后變大，采用閉環(huán)波形反饋控制時，采樣所得到的信號延時也會加大，這樣會導致整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性大大降低。反之，濾波參數選得過小，系統(tǒng)中的高頻分量得不到很好的抑制，輸出電壓不能滿足波形失真度的要求。因此，選擇濾波器參數時，要綜合考慮這兩方面的因素。 逆變輸出濾波器由自動控制理論知，此濾波器的傳遞函數為: ()由自動控制原理可知，影響濾波效果的主要參數因素是轉折角頻率和阻尼系數。通常選擇SPWM逆變電源輸出濾波器的轉折頻率要遠小于逆變電源輸出頻率這樣做使對逆變電源輸出頻率及附近頻帶有明顯的抑制作用。本系統(tǒng)逆變輸出頻率約20kHz,諧波也主要集中在這里附近。取截至頻率為20kHz。取LC濾波器的轉折頻率為逆變輸出頻率的一百分之一，即:即 LC型濾波電路的特性阻抗,而與負載電阻應保持如下關系； 那么負載阻抗我們取，且令。聯立解得； 真有效值轉換電路AD637是真有效值變換芯片，它可測量的信號有效值可高達7V，％，且外圍元件少，頻帶寬，對于一個有效值為1V的信號，它的3dB帶寬為8MHz,并且可以對輸入信號的電平以dB形式指示，但不適用于高于8MHz的信號。逆變輸出的信號經過低通濾波，三相電流分別由電流檢測器，轉換為電壓量，單相電壓由電壓檢測器轉換為適合測量的電壓。信號的有效值測量由四片AD637構成。在進行真有效值轉換之前，使輸入信號經過一個放大倍數可調的放大電路，該電路的作用是提高輸入阻抗和隔離作用，由于該變頻電源的工作的頻率不高，電路采用的是AD637構成的低頻應用電路，電路中參數依據AD637的PDF資料。 輔助供電電源設計反激變換電路由于具有拓撲簡單，輸入輸出電氣隔離，升/降壓范圍廣，多路輸出負載自動均衡等優(yōu)點，而廣泛用于多路輸出機內電源中。在反激變換器中，變壓器起著電感和變壓器的雙重作用，由于變壓器磁芯處于直流偏磁狀態(tài)，為防磁飽和要加入氣隙，漏感較大。當功率管關斷時，會產生很高的關斷電壓尖峰，導致開關管的電壓應力大，有可能損壞功率管；導通時，電感電流變化率大。因此在很多情況下，必須在功率管兩端加吸收電路。如圖反擊變換器基本電路圖，工作原理如下：當Q1導通時，所有的整流二極管都反向截至，輸出電容給負載供電，變壓器相當于一個純電感，流過Np的電流線性上升，達到峰值Ip。當Q1關斷時，所有繞組電壓反向。此反擊電壓使輸出二極管進入導通狀態(tài)，同時初級儲存的能量傳送到次級，提供負載電流，同時給輸出電容充電（Q1導通時損失的能量）。若次級電流在下一個周期開始前下降到零，則電路工作于斷續(xù)模式。l 技術指標輸入電壓：AC24V,50Hz.輸出電壓：DC+8V,. DC+9V,. DC+12V, DC12V, DC+15V,欲估算l 總輸出功率=+91+1221+15=.l 估算輸入功率==l 直流輸入電壓：=24=。l 平均輸入電流|:==l 估算峰值電流：===. (1)變壓器設計 ①一次電感最小值為: =(*)(*50000Hz） =.②防變壓器飽和氣隙 () 代入公式得 最接近這個氣隙的磁芯是=100mH/1000匝。③一次繞組所需的最大匝數為 =17④其余繞組所需匝數 其他繞組匝數滿足如下公式 () +8V輸出繞組： +9V輸出繞組： +12V輸出繞組： 12V輸出繞組： +15V輸出繞組： (2)輸出濾波器設計反擊式拓撲變壓器嚴格意義并不是真正的變壓器，更確切的說應該是一個相互耦合的電感器。因此對于反擊式開關電源輸出，變壓器次級繞組本身就是電感，因此輸出無需接電感濾波器。不過輸出要求的輸出電壓紋波比較高。輸出整流濾波電路由整流二極管和濾波電容構成，輸出整流二極管損耗也是系統(tǒng)損耗之一，是影響開關電源效率的主要因素，包括正向導通損耗和反向恢復損耗。由于肖特基二極管導通時正向壓降較低，因此具有更低的正向導通損耗。此外，肖特基二極管反向恢復時間短，在降低反向恢復損耗，以及消除輸出電壓中的紋波方面有明顯的性能優(yōu)勢，選用先用肖特基二極管作為輸出整流二極管。對輸出濾波電容，選用ESR（等效串聯電阻）小的的電解電容。： ()則各繞組輸出濾波電容為 +9V輸出濾波電容： =150uF 選用兩個100uF并聯。+9V輸出濾波電容： =150uF選用兩個100uF并聯。+12V輸出濾波電容： =150uF選用兩個100uF并聯。12V輸出濾波電容： =150uF選用兩個100uF并聯。+15V輸出： =225uF選用三個100uF并聯。（3）輸出整流器設計 () () 基于以上考慮選擇MBR340肖特基二極管。+8V整流二極管：基于以上考慮選擇MBR340肖特基二極管。+9V整流二極管:和上面相同的考慮，選取MUR370。+12V整流二極管:選取MBR370。12V整流二極管：選取MBR370。+15V整流二極管：選取MBR370。(4)功率場效應管選擇 () ()基于以上考慮本設計選擇IRF540,遠遠滿足設計要求。(5)PWM驅動設計本設計芯片采用UC3845，UC3845芯片采用圖騰柱輸出，驅動場效應管關的能力比較強。UC3845是高性能固定頻率電流模式控制器專為離線和直流至直流變換器應用而設計，為設計人員提供只需最少外部元件就能獲得成本效益高的解決方案。這些集成電路具有可微調的振蕩器、能進行精確的占空比控制、溫度補償的參考、高增益誤差放大器。電流取樣比較器和大電流圖騰柱式輸出，是驅動功率MOSFET的理想器件。其它的保護特性包括輸入和參考欠壓鎖定，各有滯后、逐周電流限制、可編程輸出靜區(qū)時間和單個脈沖測量鎖存。這些器件可提供8腳雙列直插塑料封裝和14腳塑料表面貼裝封裝（SO14）。SO14封裝的圖騰柱式輸出級有單獨的電源和接地管腳。UC3845有16V（通）和10 伏（斷）低壓鎖定門限，十分適合于離線變換器。UC3845是專為低壓應用設計的，（通）（斷）。本設計UC3845PWM輸出頻率為50KHz,而UC3845的震蕩頻率是PWM的兩倍。選震蕩電容，： （）。(6) 流檢測電阻和濾波網絡的選取電流檢測電阻R=1V/12A=,R和C組成得濾波網絡時間常數近似等于電流尖峰持續(xù)時間（幾百納秒），R=750，C=330p。 (7) 驅動電阻的設計電阻R是為抑制寄生振蕩而加入的，驅動電阻對場效應管至關重要。場效應管開通和關斷是通過驅動電阻的充電和放電來實現的，因此 驅動電阻對場效應管管的動態(tài)特性影響極大。較小使場效應管輸入電容充放電較快，從而減小了場效應管的開通、關斷時間，實現了快速開關動作，同時也減少了損耗。但是較小的驅動電阻只能承受較小的柵極噪聲，并可能導致柵極和源極電容與柵極驅動導線寄生電感的震蕩，本設計 取=10歐；D為防止輸出噪聲饋電給振蕩器，同時改善驅動脈沖的波形特性，1N5819,同時為了加速開關管的的關斷，采取在驅動電阻處并聯一個開關二極管，本設計取1N4148,這既保證了驅動電路開通和關斷的阻抗不一致，管段阻抗減小的目的。從而保證了開關管的快速關斷。提高了場效應管的工作特性。(8) 噪聲抑制為了抑制噪聲，UC3845的7腳和8腳與5腳（GND）之間各接了個小的瓷片旁路電容，取其值 ，同時芯片的正常工作供電是至關重要的，因此要對要對供電電源去耦，方法是在7腳處并聯一個電解電容和一個瓷片電容。(9) 反饋電路設計 外部誤差放大器由TL431組成，＋8V輸出電壓經R20，R22和R23分壓后得到的取樣電壓。當＋5V輸出端電壓大于5V時，取樣電壓，光耦U2(P817)使控制端電流Ic增大，UC3845的輸出占空比減小，使＋8V輸出端電壓維持減小，達到穩(wěn)壓目的。光耦工作