【正文】 L為足夠大 。 以 a =30?為例 ， 此時(shí) ，電流為正負(fù)半周各120?的方波 ， 其有效值與直流電流的關(guān)系為： d32 II ? （ 278） t u d1 a = 30176。 u d2 u d u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ w t O w O w t O w t O i d i a w t 1 u a u b u c d32 II ? （ 278） 78 帶阻感負(fù)載時(shí)可控整流電路 交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析 變壓器二次側(cè)電流諧波分析： 電流基波和各次諧波有效值分別為 ?????????????,3,2,1,16,66dd1kknInIIIn pp（ 280） 電流中僅含 6k?1（ k為正整數(shù) ） 次諧波 。 各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比 ， 且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù) 。 功率因數(shù)計(jì)算 基波因數(shù)： ??? pn II（ 281） 位移因數(shù)仍為： ajl c o sc o s 11 ??（ 282） 功率因數(shù)為： 1 0 . 9 5 5 c o sl n l a??（ 283） 79 電容濾波的不可控整流電路 交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析 1) 單相橋式不可控整流電路 實(shí)用的單相不可控整流電路采用感容濾波。 電容濾波的單相不可控整流電路交流側(cè)諧波組成有如下規(guī)律： 諧波次數(shù)為奇次。 諧波次數(shù)越高，諧波幅值越小。 諧波與基波的關(guān)系是不固定的。 越大，則諧波越小。 LCw關(guān)于功率因數(shù)的結(jié)論如下： 位移因數(shù)接近 1，輕載超前，重載滯后。 諧波大小受負(fù)載和濾波電感的影響。 80 電容濾波的不可控整流電路 交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析 2) 三相橋式不可控整流電路 實(shí)際應(yīng)用的電容濾波三相不可控整流電路中通常有濾波電感 。 交流側(cè)諧波組成有如下規(guī)律 ： 諧波次數(shù)為 6k177。 1次 ， k =1， 2， 3… 。 諧波次數(shù)越高 ， 諧波幅值越小 。 諧波與基波的關(guān)系是不固定的 。 關(guān)于功率因數(shù)的結(jié)論如下 ： 位移因數(shù)通常是滯后的 ,但與單相時(shí)相比 ,位移因數(shù)更接近 1。 隨負(fù)載加重 （ wRC的減小 ） ， 總的功率因數(shù)提高；同時(shí) ， 隨濾波電感加大 ， 總功率因數(shù)也提高 。 81 整流輸出電壓和電流的諧波分析 整流電路的輸出電壓中主要成分為直流 ， 同時(shí)包含各種頻率的諧波 ， 這些諧波對(duì)于負(fù)載的工作是不利的 。 圖 233 a =0?時(shí)， m脈波整流電路的整流電壓波形 a =0?時(shí) ， m脈波整流電路的整流電壓和整流電流的諧波分析 。 整流輸出電壓諧波分析 整流輸出電流諧波分析 電壓紋波因數(shù) 0.80.91圖2 330.81udw tOpmpm2 pmU220RudUUg ?82 整流輸出電壓和電流的諧波分析 a =0?時(shí)整流電壓、電流中的諧波有如下規(guī)律： m脈波整流電壓 ud0的諧波次數(shù)為 mk（ k=1， 2， 3...） 次 ，即 m的倍數(shù)次； 整流電流的諧波由整流電壓的諧波決定 ，也為 mk次 。 當(dāng) m一定時(shí) ， 隨諧波次數(shù)增大 ， 諧波幅值迅速減小 ， 表明最低次 （ m次 ） 諧波是最主要的 ， 其它次數(shù)的諧波相對(duì)較少；當(dāng)負(fù)載中有電感時(shí) ， 負(fù)載電流諧波幅值 dn的減小更為迅速 。 m增加時(shí)，最低次諧波次數(shù)增大，且幅值迅速減小，電壓紋波因數(shù)迅速下降。 83 整流輸出電壓和電流的諧波分析 a 不為 0?時(shí)的情況 ： 整流電壓諧波的一般表達(dá)式十分復(fù)雜，下面只說明諧波電壓與 a 角的關(guān)系 。 0 30 1 2 0 1 5 0 1 8 0600 . 10 . 20 . 390n =6n = 1 2n = 1 8a / ( 176。)U2Lcn2圖 234 三相全控橋電流連續(xù)時(shí)，以 n為參變量的與 a 的關(guān)系 以 n為參變量， n次諧波幅值對(duì) a 的關(guān)系如圖 234所示： 當(dāng) a 從 0?~ 90?變化時(shí) ， ud的諧波幅值隨 a 增大而增大 ， a =90?時(shí)諧波幅值最大 。 a 從 90?~ 180?之間電路工作于有源逆變工作狀態(tài) ， ud的諧波幅值隨 a 增大而減小 。 84 大功率可控整流電路 帶平衡電抗器的雙反星形 可控整流電路 多重化整流電路 85 大功率可控整流電路 引言 帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路的特點(diǎn)： 適用于 低電壓 、 大電流 的場(chǎng)合。 多重化整流電路的特點(diǎn)： 在采用相同器件時(shí)可達(dá)到更大的功率。 可減少交流側(cè)輸入電流的諧波或提高功率因數(shù)，從而減小對(duì)供電電網(wǎng)的干擾。 86 電路結(jié)構(gòu)的特點(diǎn) 圖 235 帶平衡電抗器的 雙反星形可控整流電路 二次側(cè)為兩組 匝數(shù)相同極性相反 的繞阻 ， 分別接成兩組三相半波電路 。 二次側(cè)兩繞組的極性相反可 消除鐵芯的直流磁化 。 平衡電抗器 是為保證兩組三相半波整流電路能同時(shí)導(dǎo)電 。 與三相橋式電路相比 ， 雙反星形電路的輸出電流可 大一倍 。 87 繞組的極性相反的目的： 消除直流磁通勢(shì) 如圖可知，雖然兩組相電流的瞬時(shí)值不同，但是 平均電流相等 而 繞組的極性相反 ，所以直流安匝互相抵消。 圖 236 雙反星形電路， a =0?時(shí)兩組整流電壓、電流波形 t w w t u d1 u a u b u c i a u d2 i a 39。 u c 39。 u a 39。 u b 39。 u c 39。 O w t O O w t O I d 1 2 I d 1 6 I d 1 2 I d 1 6 88 接平衡電抗器的原因： 兩組整流電壓 平均值相等 ， 但 瞬時(shí)值不等 。 當(dāng)電壓平均值和瞬時(shí)值均相等時(shí) ， 負(fù)載電流才能平均分配 。 兩個(gè)星形的中點(diǎn) n1和 n2間的電壓等于 ud1和 ud2之差 。 該電壓加在 Lp上 ， 產(chǎn)生電流 ip， 它通過兩組星形自成回路 ， 不流到負(fù)載中去 ， 稱為 環(huán)流 或 平衡電流 。 為了使兩組電流盡可能 平均分配 ，一般使 Lp值足夠大，以便限制環(huán)流在負(fù)載額定電流的 1%～ 2%以內(nèi)。 89 雙反星形電路中如不接平衡電抗器，即成為 六相半波整流電路 ： 只能有一個(gè)晶閘管導(dǎo)電 ， 其余五管均阻斷 ， 每管最大導(dǎo)通角為 60o， 平均電流為 Id/6。 當(dāng) ? =0o 時(shí) ， Ud為 ， 比三相半波時(shí)的 。 因晶閘管導(dǎo)電時(shí)間短 ， 變壓器利用率低 ， 極少采用 。 平衡電抗器的作用： 使得兩組三相半波整流電路同時(shí)導(dǎo)電 。 對(duì)平衡電抗器作用的理解是掌握雙反星形電路原理的關(guān)鍵 。 90 平衡電抗器工作 原理分析 ： 圖 237 平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形 圖 238 平衡電抗器作用下 兩個(gè)晶閘管同時(shí)導(dǎo)電的情況 平衡 電抗器 Lp承擔(dān)了 n n2間的電位差 ， 它補(bǔ)償了 ub′和 ua的電動(dòng)勢(shì)差 ， 使得 ub′和 ua兩相的晶閘管能同時(shí)導(dǎo)電 。 d1d2p uuu ??)(212121 d2d1pd1pd2d uuUuuuu ??????（ 297） （ 298） 時(shí) ， ub′ua， VT6導(dǎo)通 ， 此電流在流經(jīng) LP時(shí) ， LP上要感應(yīng)一電動(dòng)勢(shì)up， 其方向是要阻止電流增大 。 可導(dǎo)出 Lp兩端電壓 、 整流輸出電壓的數(shù)學(xué)表達(dá)式如下： 1tww u p u d1 , u d2 O O 60 176。 360 176。 w t1 w ttb) a) u a u b u c u c 39。 u a 39。 u b 39。 u b 39。 91 原理分析 (續(xù) )： 圖 237 平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形 圖 238 平衡電抗器作用下 兩個(gè)晶閘管同時(shí)導(dǎo)電的情況 雖然 ， 但由于 Lp的平衡作用 ， 使得晶閘管 VT6和 VT1同時(shí)導(dǎo)通 。 時(shí)間推遲至 ub′與 ua的交點(diǎn)時(shí) ， ub′ = ua ， 。 之后 ub′ ua ， 則流經(jīng) ub′相的電流要減小 ， 但 Lp有阻止此電流減小的作用 ， up的極性反向 ， Lp仍起平衡的作用 ， 使 VT6繼續(xù)導(dǎo)電 。 直到 uc′ ub′ ， 電流才從 VT6換至VT2。 此時(shí) VT VT2同時(shí)導(dǎo)電 。 每一組中的每一個(gè)晶閘管仍按三相半波的導(dǎo)電規(guī)律而各輪流導(dǎo)電 。 21 dd uu ?0p ?uw u p u d1 , u d2 O O 60 176。 360 176。 w t1 w ttb) a) u a u b u c u c 39。 u a 39。 u b 39。 u b 39。 92 由上述分析以可得 ： 圖 237 平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形 平衡電抗器中點(diǎn)作為整流電壓輸出的負(fù)端，其輸出的整流電壓瞬時(shí)值為兩組三相半波整流電壓瞬時(shí)值的平均值。波形如圖 237 a。 )(212121 d2d1pd1pd2d uuUuuuu ??????（ 298） 諧波分析 分析詳見 P75P76。 ud中的諧波分量比直流分量要小得多，且最低次諧波為六次諧波。 直流平均電壓為： 20 UU d ?u , u w u p d1 d2 O O 60 176。 360 176。 w t 1 w tt b) a) u a u b u c u c 39。 u a 39。 u b 39。 u b 39。 93 a =30?、 a =60?和 a =90?時(shí)輸出電壓的波形分析 圖 239 當(dāng) a =30?、 60?、 90?時(shí)，雙反星形電路的輸出電壓波形 分析輸出波形時(shí) ， 可先求出 ud1和 ud2波形 ， 然后根據(jù)式 （ 298）做出波形 ( ud1+ud2 ) / 2。 輸出電壓波形與三相半波電路比較 ， 脈動(dòng)程度減小了 ， 脈動(dòng)頻率加大一倍 ， f=300Hz。 電感負(fù)載 情況下 ， 移相范圍是90?。 電阻負(fù)載 情況下 ， 移相范圍為120?。 。 90 ? a 。 60 ? a 。 30 ? a u d u d u d w t O w t O w t O u a u b u c u c 39。 u a 39。 u b 39。 u b u c u c 39。 u a 39。 u b 39。 u b u c u c 39。 u a 39。 u b 39。 94 整流電壓平均值與三相半波整流電路的相等，為 : Ud= U2 cos a 將雙反星形電路與三相橋式電路進(jìn)行比較可得出以下結(jié)論： 三相橋?yàn)閮山M三相半波 串聯(lián) ，而雙反星形為兩組三相半波 并聯(lián) ，且后者需用平衡電抗器。 當(dāng) U2相等時(shí)，雙反星形的 Ud是三相橋的 1/2，而 Id是三相橋的 2倍。 兩種電路中，晶閘管的導(dǎo)通及觸發(fā)脈沖的分配關(guān)系一樣， ud和 id的 波形形狀一樣 。 95 多重化整流電路 概述： 整流裝置功率進(jìn)一步加大時(shí) ， 所產(chǎn)生的諧波 、 無功功率等對(duì)電網(wǎng)的干擾也隨之加大 ， 為減輕干擾 ， 可采用 多重化整流電路 。 原理： 按照一定的規(guī)律將兩個(gè)或更多的相同結(jié)構(gòu)的整流電路 進(jìn)行組合得到。 目標(biāo)： 移相多重聯(lián)結(jié) 減少交流側(cè)輸入電流諧波， 串聯(lián)多重整流電路 采用順序控制 可提高功率因數(shù)。 96 多重化整流電路 1) 移相多重聯(lián)結(jié) 圖 240 并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)的 12脈波整流電路 有 并聯(lián)多重聯(lián)結(jié) 和 串聯(lián)多重聯(lián)結(jié) 。 可減少輸入電流諧波，減小輸出電壓中的諧波并提高紋波頻率，因而可減小平波電抗器。 使用 平衡電抗器 來平衡 2組整流器的電流。 2個(gè)三相橋并聯(lián)而成的 12脈波整流電路 。 97 多重化整流電路 移相 30?構(gòu)成的串聯(lián) 2重聯(lián)結(jié)電路 圖 241 移相 30?串聯(lián) 2重聯(lián)結(jié)電路 圖 242 移相 30?串聯(lián) 2重聯(lián)結(jié)電路電流波形 整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形接法構(gòu)成相位相差30?、大小相等的兩組電