【文章內(nèi)容簡介】 事先按最佳 PWM 波形計算好在每個頻率下的開關點，通過編碼的形式存入 ROM（或 EPROM）中，用簡單的讀寫和譯碼電路讀出 ROM 中的內(nèi)容，就可以產(chǎn)生特定的 PWM波形，這種 PWM 控制方式只適合于輸出確定波形的控制，不適用于丁類功率放大器。 另一種數(shù)字電路組成的脈寬調(diào)制器是用單片機實時控制的脈寬調(diào)制器。 單片機在實時控制中具有控制靈活、結構簡單、可靠性高等特點。在單片機控制的系統(tǒng)中，開關管的復雜控制電路由軟件實現(xiàn)，只要更改軟件就可以改變開關管的性能，因此用單片機控制的脈沖調(diào)制器具有極大 的靈活性。 安徽理工大學電子信息工程專業(yè)畢業(yè)設計論文 15 在丁類功率放大器的發(fā)展過程中，丁類功率放大器最活躍的一個應用領域是數(shù)字音頻功放領域。今年來，隨著數(shù)字技術的發(fā)展，數(shù)字化日益成為音視頻產(chǎn)品技術發(fā)展的趨勢。目前，在音頻領域，為了忠實的記錄原始的音頻信號，軟件的制作已實現(xiàn)了全數(shù)字化，即“ DDD”（數(shù)字錄音、數(shù)字混響、數(shù)字壓縮），而在音源的重放技術上，即硬件系統(tǒng)上，目前僅實現(xiàn)了“ DDA”（數(shù)字音源、模擬功放、模擬音箱）。在以模擬方式進行音頻信號的傳輸、放大的重放過程中，不可避免的會引入噪聲，導致音頻信號傳輸質(zhì)量下降。應用于音頻領域的丁類功率放大器直接 將數(shù)字信號，轉化為驅(qū)動輸出橋的開關信號，由于數(shù)字信號較模擬信號具有較高的抗干擾能力，能有效的抑制信號傳輸過程中環(huán)境噪聲的影響，因此丁類功放具有誘人的前景。丁類功放還具有一些普通線性功放無法相比的優(yōu)點，如體積小、效率高等，因此丁類功放首先被應用于汽車高級音響等領域。這種用于音頻領域的數(shù)字輸入丁類功率放大器，其結構如圖 3－ 3所示，與圖 3－ 2所描述的丁類功率放大器的結構略又不同，其輸入信號為數(shù)字編碼信號，經(jīng)過復雜的數(shù)據(jù)處理后，轉化為驅(qū)動輸出橋的脈沖調(diào)制信號。在這種結構中，理所當然要采用數(shù)字控制。在音頻領域，將輸入 的數(shù)字編碼轉化為開關輸出橋的控制信號，是一個非常復雜的數(shù)字處理過程。因為如果將數(shù)字音頻信號直接轉化為 PWM 脈寬調(diào)制信號，則需要極高的調(diào)制時鐘頻率，例如，如果將 CD 音頻信號（采樣頻率， 16 位精度）直接轉化為 PWM 脈寬信號，則需要時鐘頻率為： 103216=，即最小時間間隔視 ，這樣高的時鐘頻率實現(xiàn)起來相當困難。而且，一般電子開關器件的和關斷均需要一定的時間，即使是對于開關速度較快的MOSFET，其開關時間為 10ns 級，因此，即使是輸出橋的開關控制可以達到如此高 的精度，電子器件也無法實現(xiàn)準確的輸出如此小的脈沖間隔。因此目前在音頻類丁類音頻功率放大器中，人們更多的是將注意力投入對輸入的數(shù)字信號進行數(shù)字信號處理，在不降低輸出音頻信號質(zhì)量的前提下，盡量降低控制時鐘頻率。目前最流行的方法是安徽理工大學電子信息工程專業(yè)畢業(yè)設計論文 16 以 dsp 為核心的數(shù)字音頻處理技術。由于本設計是采用通用器件來設計，是采用模擬電路組成的脈寬調(diào)制器來實現(xiàn)要求的 , 就不對此作深入探討。 安徽理工大學電子信息工程專業(yè)畢業(yè)設計論文 17 第四章 丁類音頻功率放大器的設計 丁類音頻功率放大器的整機結構框圖 圖 4－ 1 丁類音頻放大器的整機結構框圖如圖 4－ 1，它由輸入級、取絕對 值電路、電平匹配、 PWM 控制器、過零比較器、光電隔離、整形與驅(qū)動電路、半橋式功放輸出級、低通濾波器和揚聲器等組成。 輸入級 輸入級如圖 4－ 2，它由 1uF 的外接輸入耦合電容、變阻器、確定放大器的增益的 47K電阻及 94K 的反饋電阻和一只 OP7 型運算放大器組成。本設計的輸入級為一同相放大電路，放大倍數(shù)為 2。而變阻器的作用是控制丁類音頻功率放大器的音量。其中 in 端為音頻信號輸入端， a端接取絕對值電路的輸入端， b接過零比較器的輸入端。 安徽理工大學電子信息工程專業(yè)畢業(yè)設計論文 18 PWM（脈寬調(diào)制）電路 其有取絕對值電路、電平匹配 電路、三角波產(chǎn)生電路、 PWM 脈寬調(diào)制控制器等組成。 丁類音頻功率放大器的控制方式 丁類放大器雖然具有很高的效率，隨著技術的發(fā)展保真度也得到很大的改善，但由于功率晶體管的開關狀態(tài)工作方式，丁類音頻功率放大器的保真度仍低于線性放大器。提高主電路開關工作頻率是改善丁類放大器的保真度的有效方法，但開關工作頻率的提高，將導致功耗的增加，軟開關技術成為目前研究的熱點。另外，開光功率放大器的控制方式也是影響其性能的關鍵因素。丁類放大器一般采用 PWM 控制方式，放大器輸出信號的頻譜等于 PWM 信號通過低通濾波器 后的頻譜，因此 PWM 調(diào)制器的性能將直接影響丁類放大器保真度。按照 PWM調(diào)制的工作原理，分為模擬 PWM調(diào)制器的工作原理，分為模擬 PWM 調(diào)制器和數(shù)字 PWM調(diào)制器兩大類。常用的自然采樣 PWM（ NPWM）屬于模擬 PWM，統(tǒng)一采樣 PWM（ UPWM） 屬于數(shù)字 PWM。習慣上，將模擬 PWM控制的丁類放大器稱為模擬式丁類放大器，將數(shù)字 PWM控制的丁類放大器成為數(shù)字式丁類放大器。在模擬丁類放大器中，受開關速度的限制，信號諧波與載波及其各次諧波形成的邊帶信號可能會落在音頻范圍內(nèi)，使丁類放大器保真度下降。另外， UPWM 由于控制方式 本省的缺陷，輸出中將含有信號諧波，失真較大。故研究新的控制理論和方法，改善放大器的動態(tài)性能和整體效率，提高保真度，是目前研究的熱點。人們提出了用具有高開關頻率的輔助丁類放大器作為動態(tài)補償源，產(chǎn)生補償電壓以消除輸出文伯，改善放大器的動態(tài)性能和整體效率，降低主電路開關工作頻率；還有的提出通過新穎的反饋控制改善放大器的 THD、效率和帶寬。而在 UPWM 中，如果直接實現(xiàn) PCM 信號到 PWM信號的變換，則調(diào)制器計數(shù)器工作頻率將高達數(shù)千兆赫茲，這幾乎是不可能的。在實際應用中，常采用噪聲整形技術，在盡量少的降低信噪比的情況下 ，減少數(shù)字音頻信號的位數(shù)。為了達到較高的保真度，也有人提出了增強采樣、補償采樣和一些新穎的調(diào)制方案。雖然這些改進控制方式能提高丁類放大器的保真度，但各自也存在缺點。動態(tài)補償控制和反饋控制會使結構趨于復雜，成本提高；動態(tài)補償控制的主放大器和輔助放大器由于開關工作頻率相差較大，在設計時很難實現(xiàn)頻率特性的一致，產(chǎn)生失真；增強采樣和補償采樣雖然通過軟件編程實現(xiàn)，不許另外增加硬件，但不能完全消除 UPWM 中的信號諧波失真和邊帶信號失真。 安徽理工大學電子信息工程專業(yè)畢業(yè)設計論文 19 自然采樣 PWM(NPWM) NPWM 是一種模擬 PWM 方式，它將模擬音頻信號 或數(shù)字音頻信號經(jīng) D/A變換后得到的模擬信號與載波進行比較，得到 PWM 波形。按照載波的不同，自然采樣可以分為單邊調(diào)制和雙邊調(diào)制。調(diào)制原理見圖 4－ 3 所示，從圖中可以看出，自然采樣的輸出波形在信號與比較波形的交點時刻發(fā)生變化。 對 NPWM 信號進行傅立葉分解， NPWM 頻譜可以通過二維傅立葉級數(shù)進行表示。以單邊調(diào)制為例，設載波角頻率為 ω c， PWM 波形幅值為單位 1，對信號 Mcosωvt 的 NPWM 波形進行傅立葉分解，表達式如下： F(t)= k + cosω vt + sin(m ωct 2mπk) sin( mωct + nωvt 2mπk ) （式 4－ 1） 式中 k為鋸齒波的平均幅值， Jn 表示第一類貝賽耳函數(shù)。由式 4－ 1可知，在自然采樣 PWM 的輸出頻譜中，包含輸入信號，載波信號，載波信號諧波，以及輸入信號與載波、輸入信號諧波與載波諧波相互作用得到的邊帶信號，這些邊帶信號有可能落在音頻范圍內(nèi)，造成音頻信號失真。因此應盡可能提高載波頻率，減 小邊帶信號失真的同時盡可能簡化濾波器的設計，減小濾波器體積。當然，開關頻率越高損耗頁越大。通常，要求載波頻率高出音頻帶寬 10 倍以上。 2 統(tǒng)一采樣 PWM（ UPWM） UPWM 屬于數(shù)字 PWM 控制。數(shù)字式放大器同傳統(tǒng)的模擬放大器相比，具有效率高、抗干擾能力強，無需 D/A變換環(huán)節(jié)等優(yōu)點。數(shù)字 PWM 控制器完成 PCM 信號到 PWM信號的轉換，它實質(zhì)上是一個簡單的計數(shù)器電路，如圖 4－ 4： 圖 43 安徽理工大學電子信息工程專業(yè)畢業(yè)設計論文 20 圖中的 N 位計數(shù)器相當于自然采樣中的三角波或鋸齒波發(fā)生器， PCM 數(shù)據(jù)通過DSP（數(shù)字信號處理器）處理后與計數(shù)器輸出進行比較，當 PCM 數(shù)據(jù)與計數(shù)器輸出相等時，比較器輸出發(fā)生變化，控制 RS 觸發(fā)器復位或置位，在 RS觸發(fā)器輸出端即可得到 PWM 數(shù)據(jù)。 PCM— PWM 變換也分為單邊調(diào)制和雙邊調(diào)制，采用那種調(diào)制可通過編制 DSP軟件實現(xiàn)。首先對單邊調(diào)制的 UPWM 進行傅立葉分解： F(t)=k sin(mωct )+ Sinmω ct Sin[(mω c+nω v)(t ) ] (式 42) 從上面的方程可以看出，單邊 UPWM 輸出頻譜包含有信號諧波，載波諧波，載波與信號及它們的諧波相互作用形成的邊帶信號。 雙邊調(diào)制的 UPWM 信號傅立葉分解如下： 采樣率 r N 位 PCM 音頻 信號 數(shù) 字 信 號 處 理 數(shù)字時鐘 (PLL)f=2n * r N 位計數(shù)器 N 位比較器 (上升沿 ) N 位比較器 (下降沿 ) N 位下降沿數(shù)據(jù) N 位上升沿數(shù)據(jù) RS 觸 發(fā) 器 PWM 輸出 圖 4－ 4 PCM— PWM 變換器框圖 安徽理工大學電子信息工程專業(yè)畢業(yè)設計論文 21 F(t)=k+ sin[n(1 )π /2]cos(nω vtπ nω v/ω c)+ Sin((m+n(1ω v/ω c))π /2)* cos(nω vt+mω ctπ nω v/ω c) （式 4－ 3） 從式 4－ 2和 4－ 3可以看出雙邊調(diào)制 UPWM 與單邊調(diào)制 UPWM 頻譜成分相同，但信號諧波的幅值衰減與單邊調(diào)制要快得多。 3 反饋控制技術 一般得丁類放大器位開環(huán)系統(tǒng)，通過反饋控制技術可以減少丁類放大器失真。假設放大器開環(huán)控制模型如圖 4－ 5 所示，諧波失真 Vn在傳遞函數(shù) Hff后被引入： 開環(huán)控制時，輸出 Vout1=HffVin+ Vn 式 4－ 4 THD1＝ /(HffVin) 式 4－ 5 假設閉環(huán)控制時的反增益位 G，建立丁類放大器閉環(huán)控制模型如圖 4－ 5所示，則輸出 Vout2=HfbVin/(1+HfbG)+Vin/(1+Hfb) 式 4－ 6 令 Hff＝ Hfb/(1+HfbG),則等式 4－ 4調(diào)整為： Vout2=HffVin +Vn/(1+HfbG) 式 4－ 7 安徽理工大學電子信息工程專業(yè)畢業(yè)設計論文 22 THD2＝ /(HffVin(1+HfbG) 式 4－ 8 比較等式 4－ 5 和 4－ 8 可以看出，閉環(huán)控制時 THD 為開環(huán)控制時 THD 的 1/(1+HfbG),即閉環(huán)控制改善了放大器的 THD。 在圖 4－ 5（ b）的反饋設計中，可采用求和積分器代替簡單的加法器。由于積分器實質(zhì)上是一個低通濾波器，因此可衰減反饋信號中的高頻載波成分，增加低頻反饋量，特別是直流成分，從而有效改善零輸入時的占空比誤差（由于輸入信號直流電平與比較器門限電壓的差 異所形成）。 另外，還可采用電壓、電流雙環(huán)反饋的方案，電流反饋環(huán)為內(nèi)環(huán)，電壓反饋為外環(huán)，電壓反饋環(huán)為電流反饋環(huán)提供參考信號。這種雙環(huán)反饋方式可改善放大