【文章內容簡介】 容充電。 從反激式拓撲可以看出，電路有一主一輔兩個輸出，主輸出電路接負反饋閉環(huán)。 V02 的采樣電壓與參考電壓相比較，產生的誤差信號控制 Q1 的導通時間，使輸出采樣電壓在輸入電壓和負載變化時跟隨參考電壓變化。輔輸出對輸入電壓的變化調整得很好，但對負載變化調整稍差。雖然輔輸出調整效果不如主輸出好，但比正激變換器輔輸出調整得好。從上圖所示的變壓器次級同名端標識很容易判別出其為反激變換器。 Q1 導通時，所有繞組同名端的電壓相對于異名端為負；輸出整流管 D D2 反 偏， C C2 單獨想負載供電。 C C2 電容的選擇應保證提供負載電流的同時能滿足輸出電壓溫紋波和壓降的要求。 Q1 導通期間，原邊繞組電壓恒定，其電流線性上升，斜率為 di/dt=(Vdc1)/Lp。其中， Lp 是初級勵磁電感。在導通結束之前，初級電流上升達到 Ip=(Vdc1)Ton/Lp。此時變壓器存儲的能量為 22()p pE IL? （ ） 式中， E 的單位為焦耳， L 的單位為亨利， I 的單位為安培。 Q1 關斷時，勵磁電感的電流使各繞組電壓反向，設此時次級只有一個主次級繞組 Nm，沒有任何其他輔繞組。則由于電感電流不能突變，在 Q1 關斷瞬間，變壓器次級電流幅值為 ()SP PMNNII? （ ） 幾個開關周期之后，次級直流電壓上升到 Vom。 Q1 關斷時， Nm 同名端電壓為正，電流從該端流出并線性下降，斜率為 dIs/dt=Vom/Ls。其中， Ls 為次級電感。若次級電流 Is 在 Q1 再次導通之前降到零，則變壓器存儲的能量在 Q1 再次 導通前已全部傳送到負載，變壓器工作于不連續(xù)模式。由于一個周期內傳遞的能量即為輸入功率，一個周期 T 內直流母線電壓 Vdc 提供的功率為 21/ 2 ( )PPPTLI? （ ） 又因， ( 1)P o n PdcVI T L?? ,則有， 22[ ( 1 ) ] ( )22o n o nd c d cPPP TTVVTTLL??? 從上式可見，只要反饋環(huán)保持 VdcTon 恒定，即可保持輸出恒定。 連續(xù)模式下反激變換器的基本工作原理 兩種模式下的電路拓撲相同，如圖（ 3a）所示。決定電路工作模式的參數(shù)是變壓器的勵磁電感和電路的輸出負載電流。勵磁電感給定后，若負載電流超出規(guī)定范圍，電路就會脫離原先設計的不連續(xù)工作模式而進入連續(xù)模式。所謂連續(xù)模式是開關管關斷時，關斷電流未降到零，在下周期開始時，次級仍然維持有電流。 兩種模式的區(qū)別 兩種工作模式有完全不同的工作特性和應用場合。不連續(xù)模式電路德響應更快且電流或輸入電壓突變引起的輸出電壓尖峰更低。但由分析可見，不連續(xù)模式下次級峰值電流為連續(xù)模式下的 23 倍。次級電流平均值即為直流負載電流。另外，若設兩種模式下的關斷時間基 本相等，且波形平均值相同，則不連續(xù)模式的三角波峰值明顯比連續(xù)模式下的梯形波峰值高很多。 連續(xù)模式下次級電流峰值大，將在關斷瞬間產生較大的輸出電壓尖峰，從而需要較大的 LC 濾波器。另外，不連續(xù)模式關斷瞬時，大的峰值電流會造成嚴重的 RFT 問題。即使輸出功率不是很大，關斷瞬間次級大電流尖峰流入，輸出電感造成較大的 di/dt，也會在輸出母線產生嚴重的噪聲。 不連續(xù)模式下次級電流有效值可達到連續(xù)模式下的兩倍。因此，不連續(xù)模式要求大的導線尺寸和耐高紋波的輸出濾波電容。由于次級有效電流較大，連續(xù)模式下的整流二極管的溫升也更 高。 不連續(xù)模式下的初級電流峰值約為連續(xù)模式下的兩倍。這同樣是因為若二者的平均值相等，則三角波的電流峰值一定比梯形電流峰值高。由于不連續(xù)模式下的初級電流值較高，就要求使用更大電流且可能更昂貴的開關管。另外，不連續(xù)模式下的初級電流更大也會導致更嚴重的 RFI 問題。 雖然不連續(xù)模式存在諸多的缺點，但它比連續(xù)模式應用更廣泛。原因有兩個：第一，不連續(xù)模式本身的變壓器勵磁電感小從而響應更快，且輸出負載電流和輸入電壓突變時，輸出電壓瞬態(tài)尖峰??；第二，由于連續(xù)模式本身的特性，必須大 幅減小誤差放大器帶寬才能使反饋穩(wěn)定。 反激拓撲的缺點 盡管反激變換器有許多的優(yōu)點，但它有以下缺點： 1 、較大的輸出電壓尖峰 導通時間結束時的初級峰值電流可由式（ ）計算出來。導通結束時，初級即流過值為初級峰值與匝比 Np/Ns 乘積的電流，該電流后來會線性下降，如圖（ 3b）所示。大多數(shù)情況下變換器的輸出電壓低而輸入電壓高，這將造成大的Np/Ns 及大的次級電流。 開關管開始關斷時刻，從 Co 看進去的阻抗遠低于 Ro，所有的次級電流都流入 Co 及其等效串聯(lián)電阻 Resr。這將產生窄而高的輸出電壓尖峰 Ip(Np/Ns) Resr。尖峰的寬度通常小于 （隨時間常數(shù) ResrCo 不同而不同）。 通常，電源技術是以有效值或峰 峰基值來規(guī)定輸出電壓紋波要求的。由于這樣的高尖峰的有效值很小，當選用大容值輸出濾波電容時，電流很容易滿足有效值紋波要求，但電源會輸出危害很大的尖峰電壓。因此，通常要在反激變換器主儲能電容后加小型 LC 濾波器。 L 值和 C 值可以很小，因為它們只用來濾掉寬度小于 的尖峰。雖然該電感明顯比正激變換器的電感小很多，但它仍需占用空間。誤差放大器應在 LC 濾波器之前對輸出電壓進行采樣。 2 、需要大容量且能耐高紋波電流的 輸出紋波電容 反激變換器輸出濾波電容的容量比正激變換器大很多。對正激變換器，開關管關斷時，濾波電容和濾波電感的儲能同時向負載提供電流。但對反激變換器，濾波電容必須更大，因為在開開關管導通時只能由它的儲能向負載提供電流。輸出紋波主要由濾波電容的等效串聯(lián)電阻 ESR 決定。 但輸出紋波電壓要求并不能最終決定濾波電容的選擇，而是由根據紋波電壓要求初選的電容的紋波電流額定值決定的。對于正級變換 ，輸出濾波電容紋波電流受到與之串聯(lián)的輸出電感的抑制。但對于反激變換器，開關管導通時，全部直流電流由接地端向上流過電容；開關管關斷時，同樣大小的電流電容以補償來管管導通時電容損失的能量。假設如圖（ 3a）所示，電路導通時間與復位時間之和為開關周期的 80%，則電容紋波電流有效值約為 0 .8 0 .8 9onr m s d c d c d cTtI I I I? ? ? 若根據輸出紋波電壓初選的電容不能達到上式額定紋波電流的要求，則應選擇更大容量的電容，或使用多個電容并聯(lián)工作。 第三章 60W反 激式開關電源的設計 需求分析 此次課題主要是對開關電源市場進行分析，出于成本、體積、性能等多方面考慮決定設計一款 60W 的反激式開關電源，它是適用于小型工控企業(yè)，其輸出功率為 60W，輸入電壓的范圍為 90~264VAC，輸出電壓 12V。它具有短路 /過載 /過壓等保護功能，它工作時適用的溫度范圍較寬為（ 25℃ ~70℃ ）。而且，設計時該電源的電解電容全采用 105℃時長壽命日系電解電容，所以 該電源能經受住100%滿載老化測試，具有高效率、高可靠性和長壽命。工控電源它的工作環(huán)境是非常惡劣的，所以整個反激式電源的 設計核心是高可靠性。 經過對 60W 反激式開關電源的各個方面的需求分析，制定如下規(guī)格書： 產品名稱 12V60W反激式開關電源 輸出 輸出組數(shù) V1 直流輸出 12V 輸出輕載整定范圍 @25℃ / 輸出額定電流 輸出電流范圍 額定輸出功率 54W 總峰值輸出功率 / 紋波噪聲 (Ta為環(huán)境溫度）度） 0Ta70℃ 120mVpp 25Ta0℃℃ 300mVpp 輸出調節(jié)范圍 @25℃ / 穩(wěn)壓精度 @25~70℃ 177。 3% 2% 源調整率 @25~70℃ 177。 1% % 負載調整率 @25~70℃ 177。 2%2% 溫度系數(shù) @25~70℃ 177。 %/℃ 輸出啟動時間 @25℃ ≤1s (220Vac input, load) 輸出上升時間 @25℃ ≤ 50mS 輸出保持時間 @25℃ ≥ 100mS(220Vac input, load) ≥ 20mS(120Vac input, Full load) 電壓過沖 @25~70℃ 5% 容性負載 @25~70℃ 10000UF 輸入 輸入電壓范圍 90Vac~26