【文章內(nèi)容簡介】 量都很小，一般僅幾皮法至幾十皮法。因 C 太小，故容抗 CX =1/? C 很大，為高阻抗元件，負載能力差；又因其視在功率 P= 2ou ? C ， C 很小，則 P 也很小。故易受外界干擾，信號需經(jīng)放大，并采取抗干擾措施。 （ 2）初始電容小，電纜電容、線路的雜散電路所構成的寄生電容影響很大。 方案三 電阻應變式傳感器 電阻應變式傳感器是一種利用電阻應變效應，將各種力學量轉換為電信號的結構型傳感器。電阻應變片式電阻應 變式傳感器的核心元件，其工作原理是基于材料的電阻應變效應，電阻應變片即可單獨作為傳感器使用，又能作為敏感元件結合彈性元件構成力學量傳感器。 導體的電阻隨著機械變形而發(fā)生變化的現(xiàn)象叫做電阻應變效應。電阻應變片把機械應變信號轉換為 △ R/R 后，由于應變量及相應電阻變化一般都很微小，難以直接精確測量，且不便處理。因此，要采用轉換電路把應變片的 △ R/R 變化轉換成電壓或電流變化。其轉換電路常用測量電橋。 直流電橋的特點是信號不會受各元件和導線的分布電感及電容的影響，抗干擾能力強，但因機械應變的輸出信號小，要求用高增益和 高穩(wěn)定性的放 大器放大。 如下圖 所示 直流供電的平衡電阻電橋， inE 接直流電源 E 圖 傳感器結構原理圖 11 )( 43 421 1 RR RRR RE ????))(( 4321 4231 RRRR RRRRE ?? ??3421 RRRR ?? ?? ?? ?)()()()( )()( 22 RRRRRRRR ERRRRuo ?????????? ??????ERR???當電橋輸出端接無窮大負載電阻時，可視輸出端為開路，此時直流電橋稱為電壓橋，即只有電壓輸出。 當忽略電源的內(nèi)阻時，由分壓原理有： ADABBDo uuuu ??? = （ ） 當 滿足條件 R1R3=R2R4 時，即 （ ） ou =0，即電橋平衡。式（ ）稱平衡條件。 應變片測量電橋在測量前使電橋平衡，從而使測量時電橋輸出電壓只與應變片感受的應變所引起的電阻變化有關。 若差動工作，即 R1=R△ R,R2=R+△ R,R3=R△ R， R4=R+△ R,按式（ ），則電橋輸出為 Ek?? () 應變片式傳感器有如下特點： （ 1）應用和測量范圍廣，應變片可制成各種 機械量傳感器。 （ 2）分辨力和靈敏度高，精度較高。 （ 3）結構輕小，對試件影響小， 對復雜環(huán)境適應性強，可在高溫、高壓、強磁場等特殊環(huán)境中使用，頻率響應好。 （ 4）商品化，使用方便，便于實現(xiàn)遠距離、自動化測量 [5]。 通過以上對傳感器的比較分析，最終選擇了第三種方案。題目要求稱重范圍 0～ 5Kg,滿量程量誤差不大于 ? ，考慮到秤臺自重、振動和沖擊分量，還要避免超重損壞傳感器，所以傳感器量程必須大于額定稱重 5Kg。我們選擇的是電阻應變片壓力傳感器 ，量程為 5Kg，精度為 % ，滿足本系統(tǒng)的精度要求。 12 前級放大器部分 經(jīng)由傳感器或敏感元件轉換后輸出的信號一般電平較低；經(jīng)由電橋等電路變換后的信號亦難以直接用來顯示、記錄、控制或進行信號轉換。為此，測量電路中常設有模擬放大環(huán)節(jié)。這一環(huán)節(jié)目前主要依靠由集成運算放大器的基本元件構成具有各種特性的放大器來完成。 放大器的輸入信號一般是由傳感器輸出的。傳感器的輸出信號不僅電平低，內(nèi)阻高，還常伴有較高的共模電壓。因此，一般對放大器有如下一些要求： 輸入阻抗應遠大于信號源內(nèi)阻。否則，放大器的負載效 應會使所測電壓造成偏差。 抗共模電壓干擾能力強。 在預定的頻帶寬度內(nèi)有穩(wěn)定準確的增益、良好的線性，輸入漂移和噪聲應足夠小以保證要求的信噪比。從而保證放大器輸出性能穩(wěn)定。 能附加一些適應特定要求的電路。如放大器增益的外接電阻調整、方便準確的量程切換、極性自動變換等。 我們考慮了以下幾種方案： 方案一 利用普通低溫漂運算放大器構成多級放大器。 普通低溫漂運算放大器構成多級放大器會引入大量噪聲。由于信號轉換器需要很高的精度，所以幾毫伏的干擾信號就會直接影響最后的測量精度。所以，此種方案不宜采用。 方 案二 由高精度低漂移運算放大器構成差動放大器。 差動放大器具有高輸入阻抗，增益高的特點，可以利用普通運放 (如 OP07)做成一個差動放大器，如下圖 所示 ： 圖 利用普通運放構成的放大器 電阻 R R2 和電容 C C C C4 用于濾除前級的噪聲， C C2 為普通小電容，可以濾除高頻干擾， C C4 為大的電解電容，主要用于濾除低頻噪聲。 優(yōu)點：輸入級加入射隨放大器，增大了輸入阻抗，中間級為差動放大電路，滑動變阻器 13 R6 可以調節(jié)輸出零點，最后一級可以用于微調放大倍數(shù)，使輸出滿足滿量程要求。輸出級為反向放大器，所以輸出電阻不是很大，比 較符合應用要求。 缺點：此電路要求 R R4 相等，誤差將會影響輸出精度，難度較大。實際測量，每一級運放都會引入較大噪聲，對精度影響較大 [12]。 方案三 采用專用儀表放大器，如： AD620， INA126 等。 此類芯片內(nèi)部采用差動輸入，共模抑制比高，差模輸入阻抗大，增益高，精度也非常好，且外部接口簡單。 以 接口 圖 : INA126 為例 圖 所示 圖 INA126 儀表放大結構圖 放大器增益 ，通過改變 RG 的大小來改變放大器的增益。 INA126 具有體積小、功 耗低、精度高、噪聲低和輸入偏置電流低的特點。其最大輸入偏置電流為 20nA，這一參數(shù)反映了它的高輸入阻抗。 INA126 在外接電阻 RG 時，可實現(xiàn) 1~1000 范圍內(nèi)的任意增益；工作電源范圍為 177。~177。18V；最大電源電流為 ；最大輸入失調電壓為 125? V；頻帶寬度為120kHz（在 G=100 時）。 基于以上分析，我決定采用制作方便而且精度很好的專用儀表放大器 INA126。 14 信號轉換 方案一 采用 A/D 轉換 A/D 轉換原理： 逐次逼近法 逐次逼 近式 A/D 是比較常見的一種 A/D 轉換電路，轉換的時間為微秒級。 采用逐次逼近法的 A/D 轉換器是由一個比較器、 D/A 轉換器、緩沖寄存器及控制邏輯電路組成?；驹硎菑母呶坏降臀恢鹞辉囂奖容^，好像用天平稱物體，從重到輕逐級增減砝碼進行試探。逐次逼近法轉換過程是：初始化時將逐次逼近寄存器各位清零；轉換開始時，先將逐次逼近寄存器最高位置 1，送入 D/A 轉換器，經(jīng) D/A 轉換后生成的模擬量送入比較器，稱為 Ｖ o，與送入比較器的待轉換的模擬量Ｖ i 進行比較，若Ｖ oＶ i， 該位 1 被保留，否則被清除。然后再置逐次逼近寄存器 次高位為 1，將寄存器中新的數(shù)字量送 D/A 轉換器，輸出的 Ｖ o 再與Ｖ i 比較，若Ｖ oＶ i 該位 1 被保留，否則被清除。重復此過程，直至逼近寄存器最低位。轉換結束后，將逐次逼近寄存器中的數(shù)字量送入緩沖寄存器，得到數(shù)字量的輸出。逐次逼近的操作過程是在一個控制電路的控制下進行的。 雙積分法 采用雙積分法的 A/D 轉換器由電子開關、積分器、比較器和控制邏輯等部件組成?；驹硎菍⑤斎腚妷鹤儞Q成與其平均值成正比的時間間隔，再把此時間間隔轉換成數(shù)字量，屬于間接轉換。雙積分法 A/D 轉換的過程是：先將開關接通待轉換的模擬 量Ｖ i，Ｖ i 采樣輸入到積分器，積分器從零開始進行固定時間Ｔ的正向積分，時間Ｔ到后，開關再接通與Ｖ i 極性相反的基準電壓ＶＲＥ F，將ＶＲＥ F 輸入到積分器，進行反向積分，直到輸出為 0V 時停止積分。Ｖ i 越大，積分器輸出電壓越大，反向積分時間也越長。計數(shù)器在反向積分時間內(nèi)所計的數(shù)值，就是輸入模擬電壓Ｖ i 所對應的數(shù)字量， 實現(xiàn)了 A/D 轉換。 A/D 轉換器選用的原則： A/D 轉換器的位數(shù)。 A/D 轉換器決定分辨率的高低。在系統(tǒng)中， A/D 轉換器的分辨率應比系統(tǒng)允許引用誤差高一倍以上。 A/D 轉換器的轉換速率。不 同類型的 A/D 轉換器的轉換速率大不相同。積分型的轉換速率低，轉換時間從幾豪秒到幾十毫秒，只能構成低速 A/D 轉換器，一般用于壓力、溫度及流量等緩慢變化的參數(shù)測試。逐次逼近型屬于中速 A/D 轉換器，轉換時間為納秒級，用于個通道過程控制和聲頻數(shù)字轉換系統(tǒng)。 是否加采樣 /保持器。 15 A/D 轉換器的有關量程引腳。有的 A/D 轉換器提供兩個輸入引腳，不同量程范圍內(nèi)的模擬量可從不同引腳輸入。 A/D 轉換器的啟動轉換和轉換結束。一般 A/D 轉換器可由外部控制信號啟動轉換，這一啟動信號可由 CPU 提供。轉換結 束后 A/D 轉換器內(nèi)部轉換結束信號觸發(fā)器置位，并輸出轉換結束標志電平。通知微處理器讀取轉換結果。 A/D 轉換器的晶閘管現(xiàn)象。其現(xiàn)象是在正常使用時， A/D 轉換器芯片電流驟增，時間一長就會燒壞芯片。為防止這種現(xiàn)象，可采取如下措施： （ 1）加強抗干擾措施，盡量避免較大的干擾電流進入電路； （ 2）加強電源穩(wěn)壓濾波措施， 在 A/D 轉換器電源入口處加退耦濾波電路，為防止窄脈沖波竄入在電解電容上再接一高頻濾波電容； （ 3）在 A/D 轉換器的電源端接一限流電阻，可在出現(xiàn)晶閘管現(xiàn)象時，有效地把電流限定在允許范圍內(nèi)， 以防止燒壞器件。 選擇 A/D 轉換器除考慮上述要點外，為防止對 A/D 轉換器的技術指標的影響，還要注意以下幾個問題： （ 1）工作電源電壓是否穩(wěn)定； （ 2）外接時鐘信號的頻率是否合適； （ 3）工作環(huán)境溫度是否符合器件要求； （ 4）與其它器件是否匹配； （ 5）外接是否有強的電磁干擾； （ 6）印刷線路板布線是否合理。 由上面對傳感器量程和精度的分析可知： A/D 轉換器誤差應在 3g 以下。 12 位 A/D 精度： 10Kg/4096=； 14 位 A/D 精度： 10Kg/16384=； 考慮到其他部分所帶來的干 擾， 12 位 A/D 轉換器無法滿足系統(tǒng)精度要求。所以我們需要選擇 14 位或者精度更高的 A/D 轉換器 [17]。 方案二 采用 V/F 轉換 VF 控制的原理是產(chǎn)生一個震蕩頻率的電路叫做壓控震蕩器，是一個壓敏電容，當受到一個變化的電壓時候它的容量會變化，變化的電容引起震蕩頻率的變化，產(chǎn)生變頻。 列如 LM331 LM331 是性能價格比較高的集成芯片，可用作精密頻率電壓轉換器、 A/D 轉換器、線性頻率調制解調、長時間積分器及其他相關器件。 LM331 采用了新的溫度補償能隙基準電 16 路，在整個工作溫度范圍內(nèi)和低到 電 源電壓下都有極高的精度。 LM331 的動態(tài)范圍寬，可達 100dB；線性度好，最大非線性失真小于 ％，工作頻率低到 時尚有較好的線性；變換精度高，數(shù)字分辨率可達 12 位；外接電路簡單，只需接入幾個外部元件就可方便構成 V/F 或 F/V 等變換電路，并且容易保證轉換精度。 LM331 的內(nèi)部電路組成如 下 圖 所示。由輸入比較器、定時比較器、 R－ S 觸發(fā)器、輸出驅動管、復零晶體管、能隙基準電路、精密電流源電路、電流開關、輸出保護管等部分組成。輸出驅動管采用集電極開路形式，因而可以通過選擇邏輯電流和外接電阻，靈活 改變輸出脈沖的邏輯電平，以適配 TTL、 DTL 和 CMOS 等不同的邏輯電路。 LM331 可采用雙電源或單電源供電，可工作在 ～ 40V 之間，輸出可高達 40V，而且可以防止 Vcc 短路 [18]。 當前， 12 位以上的 A/D 轉換器的價格仍較昂貴，用 V/F 變換器來代替 A/D 轉換器，在要求速度不太高的場合是一種較好的選擇。從傳感器來的毫伏級的電壓信號經(jīng)低溫漂運算放大器 INA126 放大到 0～ 10V 后加到 V/F 變換器 LM331 的輸入端，從頻率輸出端 f0 輸出的頻率信號加到單片機的輸入端 T1 上。根據(jù)分辨率的要求利用軟件處理，最后 得到 A/D 轉換的結果。所以我決定采用 LM331 芯片 V/F 轉換作為信號轉換的方案。 控制單片機的選型 選擇單片機型號的出發(fā)點有以下幾個方面： 市場貨源 系統(tǒng)設計者只能在市場上能夠提供的單片機中選擇，特別是作為產(chǎn)品大 批量生產(chǎn)的應用系統(tǒng)，所選的單片機型號必須有穩(wěn)定、充足的貨源。 單片機性能 應根據(jù)系統(tǒng)的功能要求和各種單片機的性能，選擇最容易實現(xiàn)