【文章內容簡介】 器靜態(tài)電流普遍做到了 mA 級以下。 （ c）低維持電壓 電壓轉換器一旦啟動，能夠維持正常工作的最低電源電壓稱為維持電壓（ Holdon Voltage），維持電壓越低，電池能量利用的越充分。有些電壓轉換器采高效 電流模 同步降壓型 DC/DC 集成電路 設計與實現(xiàn) 6 用電源切換的方法已經(jīng)使維持電壓降到比啟動電壓低許多。例如凌特公司的LTC3404 可以實現(xiàn) 啟動，但其維持電壓僅為 。 （ d）同步整流 [2] 用內部集成的同步 MOSFET 取代以往的外接肖特極二極管。 通過合適選取功率 MOSFET 的導通電阻，可大大提高電源效率。 （ 2）減小體積 減小體積有利于產(chǎn)品小型化和降低成本。為了縮小電源管理電路尺寸，可采用以下技術： （ a）調整管集成 早期的電源管理芯片受工藝的局限，輸出電流稍大時功率管就只能采用分立元件，而僅將控制電路集成?，F(xiàn)今隨著 IC 工藝技術的進步，已實現(xiàn)調整管集成化。 （ b）高頻率 在 DC/DC 中，作為儲能元件的電感一般只能采用分立元件，但仍可通過提高DC/DC 的工作頻率來盡量減小電感體積，因此高頻化成為 DC/DC 未來發(fā)展的一大趨勢。 （ 3）多功能和多工作模式 不同的電子設備會有不同的電源需求，另一方面，由于電子設備自身功能愈加豐富，同一設備也往往會需要不同的電源管理模式，因此轉換器的功能與工作模式也趨于多樣化。主要表現(xiàn)在： （ a）多路輸出 同一轉換器產(chǎn)品可以同時有多路不同的輸出，即各路輸出具有不同的輸出電壓、電流能力。 （ b）多管理方案 為了適應各種需要，有些轉換器同時提供多種電源調節(jié)方案，既有 DC/DC 輸出，又兼有線性穩(wěn)壓器輸出，或電荷泵輸出。 （ c）多工作模式 針對不同應用場合，有些 DC/DC 采用多工作模式，其工作模式可以由用戶設置，也可以根據(jù)負載大小自動 在不同工作模式之間切換，以提高效率。 對于 DC/DC 變換器來說，有多種工作模式可供選擇，常用的有三種：一是固定頻率的脈寬調制模式（ PWM），二是固定脈寬的頻率調制模式（ PFM），三是頻率和脈寬都不固定的斬波工作模式（ CHOP）。各種工作模式各有優(yōu)缺點， PWM 模式是最常用的一種工作模式，它的優(yōu)點是噪聲頻帶比較窄，易于濾波，輸出干擾小，缺點是輕負載時效率很低，有時還有最小負載要求。 PFM 模式與 PWM 模式正好相反，各種負載時效率都可以做到很高，但輸出噪聲頻帶比較寬，濾波難度大，輸出干擾大。 CHOP 模式是傳統(tǒng)分立元 件開關轉換器常用的工作模式，它根據(jù)第一章 緒論 7 輸出電壓判斷調整管是否導通，所以輸出電壓波動在所難免、精度不高。 （ 4）完善的保護措施 開關電源作為一種電力電子集成器件，還需要增加各種保護措施以提高其可靠性，通常注意以下幾點： （ a）過溫保護：監(jiān)測芯片溫度，當溫度過高時，自動關斷芯片，防止芯片燒毀。 （ b）過流保護：監(jiān)測輸出電流不應該超過安全值，否則進行限流或關斷。 （ c）電池反接保護：當電池接反（正負極倒置）時，電路自動切斷，防止芯片內PN 結隔離墻正向導通，引起大電流放電而燒毀芯片。 （ d） ESD 保護：對于 MOS 工藝， 柵極輸入阻抗很高，應防止高壓靜電擊穿器件。 （ e）輸出短路保護，監(jiān)測芯片的輸出，一旦發(fā)現(xiàn)輸出與地短接，電路自動切斷，防止大電流放電而燒毀芯片。 （ 5）大輸出電流 隨著 IC 集成度不斷提高，所需要的電源電壓等比降低，但所需的輸出電流卻越來越大。面對不斷升高的輸出電流需求，研發(fā)人員在提高芯片電流輸出的同時還將繼續(xù)致力于開發(fā)減小功率耗散的技術，努力保持低結溫。 電源的設計是一門藝術，電源 IC 的設計還必須配合系統(tǒng)要求來做整體考量，近年來電源設計已贏得矚目，未來將會有更大的挑戰(zhàn)考驗著我們。 本論文共分為五章，第一章對國 內外電源管理技術、開關型電壓轉換器及其發(fā)展趨勢簡要介紹；第二章對芯片進行系統(tǒng)構建；第三章介紹設計中的關鍵技術及其解決方案；第四章對 DC/DC 各模塊電路進行具體設計和仿真驗證；第五章給出整體電路主要性能指標的實現(xiàn)；最后為結束語。 高效 電流模 同步降壓型 DC/DC 集成電路 設計與實現(xiàn) 8 第二章 XD2607 系統(tǒng)構建 本章將以第一章所介紹的開關電壓轉換器基本結構為基礎，對 電流模 同步降壓型 DC/DC—— XD2607 的系統(tǒng)工作原理和體系結構進行闡述。 167。 控制模式的選取 PWM 開關電壓轉換器 的 基本工作原理就是在輸入電壓、內部參數(shù)、外接負載變化的情況下，控制電路 通過被控制信號與基準信號的差值進行閉環(huán)反饋，調節(jié)主電路開關器件的導通脈沖寬度， 實現(xiàn) 開關電源輸出電壓或電流等 的 穩(wěn)定。 PWM的開關頻率一般恒定，控制取樣信號有：輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、輸出電感電壓、開關器件電流。由這些信號可以構成單環(huán)、雙環(huán)或多環(huán)反饋系統(tǒng)，實現(xiàn)穩(wěn)壓、穩(wěn)流 或 恒定功率的目的，同時 還 可實現(xiàn)一些附 加 功能 ，如 過流、 過壓 保護等。 PWM 開關電壓轉換器 主要有 電壓模式控制 和電流模式控制兩種方案，兩者的基本工作原理和各自的優(yōu)缺點分別介紹如下。 電壓模式控制 PWM 是六十年代后期開關 電壓轉換器 剛剛開始發(fā)展就采用的一種控制方法。該方法與一些必要的過流保護電路相結合，至今仍然被廣泛應用。電壓模式控制只有一個電壓反饋環(huán)，采用脈沖寬度調制法，即將電壓誤差放大器采樣放大的 緩變誤差 信號與恒定頻率三角波相比較，得到 導通脈寬。 Buck型 DC/DC的電壓模式控制 PWM 反饋系統(tǒng)原理圖如圖 所示。 圖中的 誤差運算放大器 EA 的 主要 作用 在于 ： 1. 將輸出電壓與 基準 電壓的差值放大 后 進行反饋 控制 ， 以 保證穩(wěn)態(tài)時的穩(wěn)壓精度。該運放的直流放大增益理論 應 上為無窮大。 2. 將輸出端 上 附帶有較寬頻帶開關噪聲成分的直流電壓信號轉變?yōu)榫哂幸欢ǚ档谋容^ “干凈 ”的直流反饋控制信號（ Vc）。即保留直流低頻成分，衰減交流高頻成分。因為開關噪聲的頻率較高，幅值 也 較大， 如果對 高頻開關噪聲衰減不夠的話， 輸出電壓 不穩(wěn)；但 衰減過大的話，動態(tài)響應 又減 慢。 這就存在一個矛盾。 但是 總體來說， 對電壓誤差運算放大器的基本設計原則是 “低頻增益要高，高頻增益要低 ”。 3. 對整個閉環(huán)系統(tǒng)進行校正，使得閉環(huán)系統(tǒng)穩(wěn)定工作。 電壓模式控制 PWM 的優(yōu)點： 圖 Buck 型 DC/DC 電壓模式控制 PWM 反饋系統(tǒng)原理圖 第二章 XD2607 系統(tǒng)構建 9 1. PWM 三角波幅值較大，脈沖寬度調節(jié)時具有較好的噪聲裕量。 2. 占空比調節(jié) 可以 不受限制 。 3. 對于多路輸出 型轉換器 ，它們之間的交互調節(jié)效應較好。 4. 單一反饋電壓閉環(huán)設計、調試比較容易。 5. 對輸出負載的變化有較好的響應調節(jié)。 電壓模式控制 PWM 的缺點： 1. 對輸入電壓的變化動態(tài)響應較慢。 2. 補償網(wǎng)絡設計本來就較為復雜，閉環(huán)增益隨輸入電壓 的 變化使其更為復雜。 3. 輸出 LC 濾波器給控制環(huán)增加了雙極點，在補償設計誤差放大器時，需要將主極點 降低 ，或者增加一個零點進行補償。 4. 在傳感及控制磁芯飽和故障狀態(tài)方面較為麻煩復雜。 峰值電流模式控制簡稱電流 模式控制 ， 在七十年代后期才從學術上作深入 的 建 模 研究。直至八十年代初期，第一批電流模式控制 PWM 集成電路的出現(xiàn)使得電流模式控制迅速推廣應用。 Buck 型 DC/DC 的電 流 模式控制 PWM 反饋系統(tǒng)原理圖如圖 所示 。 電流?？刂?PWM與電壓?？刂?PWM的本質區(qū)別在于：誤差放大器 （ EA）放大得到的誤差電壓信號 Vc 送至 PWM 比較器（ COMP） 后，并不是 像 電壓模式那樣與振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波狀電壓斜坡比較，而是與一個變化的 、 其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號 VΣ比較，然后得到 PWM 脈沖關 斷閾值 。因此（峰值）電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制 PWM 脈沖寬度，而是 通過 控制電感峰值電流間接地控制 PWM 脈沖寬度。電流模式控制是一種固定時鐘開啟、峰值電流關斷的控制方法。峰值電感電流容易傳感，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對應，因為在占空比不同的情況下，相同峰值電感電流可以對應不同的平均電感電流 ， 而平均電感電流 值 才是唯一決定輸出電壓大小的因素。在數(shù)學上可以證明，將斜率 為 電感電流下 降 斜率一半以上 的補償電流 加在實際檢測電流 之上升斜坡時 ，可以 去除不同占空比對平均電感電流的擾動，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流 ， 因而合成波形信號 VΣ要 由 斜率補償信號與實際電感電流信號兩部分合成。當外加補償斜坡信號的斜率增加到一定程度，峰值電 圖 Buck 型 DC/DC 的電 流 模式控制 PWM 反饋系統(tǒng)原理圖 高效 電流模 同步降壓型 DC/DC 集成電路 設計與實現(xiàn) 10 流模式控制就會轉化為電壓模式控制。當輸出電流減小，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂?。當處于空載狀態(tài)并且斜率補償信號幅值比較大的話，峰值電流模式控制就實際上變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂屏?。峰值電流模式控?PWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓外環(huán) 和 電流內環(huán)。電流內環(huán)是瞬時 、 快速的，是按照逐個脈沖工作的。在該雙環(huán)控制中，電流 內環(huán)負責輸出電感的動態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制 LC 儲能電路。 因此 ，峰值電流模式控制 PWM的帶寬比電壓模式控制大得多。 峰值電流模式控制 PWM 的優(yōu)點 在于： 1. 暫態(tài)閉環(huán)響應較快，對輸入電壓和輸出負載變化的瞬態(tài)響應均快。 2. 控制環(huán)易于設計 。 3. 輸入電壓的調整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術相 媲美。 4. 瞬時峰值電流限流功能，固有的逐個脈沖限流功能。 5. 自動均流并聯(lián)功能。 峰值電流模式控制 PWM 的缺點是 ： 1. 占空比大于 50%的開環(huán)不穩(wěn)定，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差。容易發(fā)生 亞 諧波振蕩，即使占 空比小于 50%，也有發(fā)生亞諧波振蕩的可能性。因而需要斜率補償。 2. 對噪聲敏感，抗噪聲性差。因為電感處于連續(xù)儲能狀態(tài)，與控制電壓編程決定的電流 值 相比較，開關器件電流信號的上斜 坡 通常較小，電流信號上的較小的噪聲就很容易使得開關器件改變關斷時刻， 導致 亞諧波振蕩。 3. 對多路輸出電源的交互調節(jié)性能不好。 簡言之，（ 峰值 ） 電流模式控制 PWM 最主要的應用障礙是容易振蕩及抗噪聲性差。 主要 振蕩源 是 ：器件開啟時引起的電流尖刺，噪聲干擾，斜率補償瞬態(tài)幅值不足等。峰值電流模式控制的開關電源容易在開機啟動及電壓或負載 大幅度突變時 發(fā)生振蕩 。 綜合上述兩種 PWM 控制模式的優(yōu)缺點可以看出，盡管 峰值電流模式控制PWM 也有其自身的缺陷，但與傳統(tǒng)的電壓模控制相比，它仍具有明顯的優(yōu)勢，再加上斜率補償技術的日益成熟化，近年來 峰值電流模式控制 PWM 已成為一種更為廣泛采用的控制方式。本論文所設計的 XD2607 便采取該控制方式。 167。 工作模式的選取 XD2607 采用兩種工作模式：突發(fā)工作模式和脈沖跳躍工作模式。用戶可以根據(jù)不同的應用場合，通過外部設定的方式對具體工作模式加以選取。 當芯片工作于脈沖跳躍工作模式時，對于中度或大負載，主開關每周期受振第二章 XD2607 系統(tǒng)構建 11 蕩器觸 發(fā)導通。當負載過低時， XD2607 將自動跳過某些觸發(fā)周期，即主開關在某些周期并不導通以保持輸出穩(wěn)壓。該工作模式在輕負載情況下效率不高，但當負載高過一定值時則與突發(fā)模式相當，其優(yōu)勢在于輸出紋波小且對音頻電路干擾小。 當芯片工作于突發(fā)模式時，無論負載有多輕，電感峰值電流的最低值被設為大約 100mA 左右。在輕負載時，每次突發(fā)事件可持續(xù)幾個周期；隨著負載的加重，芯片連續(xù)運行的周期數(shù)增加直至幾乎連續(xù)運行。在每次突發(fā)事件之間，芯片處于休眠態(tài)。在這種休眠態(tài)下，功率 MOSFET 和大部分電路均被關斷，負載電流僅由輸出電容提供 ，全片靜態(tài)電流減少到 20μ A 以下。隨著輸出電壓的下降，芯片被再次喚醒，從而使功率開關按周期導通。工作一段時間后，輸出電壓升高，電路又進入休眠狀態(tài)，如此反復。如果負載很小，電路可能在絕大部分時間里處于停機狀態(tài)，僅有靜態(tài)損耗，所以效率很高。 167。 系統(tǒng)設計與系統(tǒng)框圖 XD2607 是一個高效率同步降壓型 DC/DC，芯片采用恒定的工作頻率，控制方式為 峰值電流模式控制 PWM。 XD2607 主要應用對象為單節(jié)鋰離子電池供電便攜設備，包括：蜂窩電話、個人信息設備、數(shù)碼相機、 MP3 播放機、無線與 DSL調制解調器等，因此 芯片工作電壓被設定在 ～ 的范圍內。另外芯片內部開關工作頻率高達 ，這樣可以配合小型表面貼裝電感、電容，大大減小 PCB板面積。芯片采用內部補償方式，因此控制環(huán)路的穩(wěn)定性并不取決于輸出電容及其 ESR，從某種程度上也可以說， XD2607 是特別為配合陶瓷電容器而設計的，這樣不但可以降低輸出電壓紋波，還能夠減小 PCB 板上的引腳占位。圖 是XD2607 的典型應用電路，芯片共有六個引腳，引腳定義與功能總結于表 中。 圖 XD2607 典型應用電路圖 高效 電流模 同步降壓型 DC/DC 集成電路 設計與實現(xiàn) 12 表 XD2607 引腳定義與功能描述 名稱 引腳定義與功能描述 RUN 芯片使能輸入端。該引腳電壓高于 則芯片處于正常狀態(tài)；引腳電壓低于 則關斷芯片。芯片處于關斷模式時，所有的功能模塊均不工作，全片所消耗的電流僅在 1μ A以下。 VFB 反饋引腳。輸出電壓經(jīng)外部電阻分壓器所得到的反饋電壓由該引腳饋入。 SW 開關管到電感器的連接點。 VIN 輸入電源引腳。 MODE 工作模式選擇引腳。該腳接地時，芯片工作于脈沖跳躍模式；該引腳接于電源 VIN則芯片工作于突發(fā)模式。 GND 接地引腳。 XD2607 采用恒定頻率、電流模式降壓結構。主開關（ P 溝道 MOSFET）和同步開關（ N 溝道 MOSFET）均集成于芯片內部，其系統(tǒng)框圖如 所示。主要工作流程為：在正常工作狀態(tài)下，振蕩器觸發(fā) RS 鎖存器，使得內部主開關在每個周期均導通，電源 VIN 通過主開關向外部電感輸出電流。在此期間，采樣管和采樣電阻支路對電感電流進行采樣，采樣電壓被送至峰值電流比較器 ICOMP 中與峰值電流門限進行比較。一旦電感電流達到峰值門限， ICOMP 輸出信號將 RS 觸發(fā)器復位，從而關斷主開關 。 EA 誤差放大器將反饋電壓與內部帶隙基準源 VREF 產(chǎn)生的基準電壓進行比較后輸出誤差信號，該誤差信號用于設定電感峰值電流門限。當芯片負載增加時，則會導致 VFB 反饋電壓低于 基準電壓，從而使得誤差信號電壓升高、峰值電流門限提高，直至平均電感電流與新的負載電流匹配，反之 圖 XD2607 系統(tǒng)框圖 第二章 XD2607 系統(tǒng)構建 13 亦然。在 PMOS 主開關關斷時，同步 NMOS 開關便會導通進行續(xù)流，直至反流檢測比較器 IRCMP 檢測到電感電流反相或者是下一個時鐘周期到來。 比較器