【文章內容簡介】 輸誤差包括兩個方面 。 （ 1）多路開關導通電阻加上信號源阻抗與負載阻抗構成了分壓器。當要求精度為%時，負載阻抗就應至少是開關導通電阻與信號源阻抗之和的 104 倍。在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中，多路開關的負載一般是采樣 /保持器。因為典型的多路開關 的導通電阻為 200歐姆～ 200 千歐姆，所以，如果信號源阻抗在幾百歐姆以下，則作為負載的采樣 /保持器，其輸入阻抗應在 108歐姆以上。 （ 2）多路開關的漏電流在信號源阻抗上產(chǎn)生偏移電壓，而漏電流與工作溫度關系很大。因此，應該根據(jù)最高工作溫度時的漏電流來計算偏移誤差。 通過率是衡量多路開關的另一個指標，是多路開關從一個通道切換并使下一個通道建立到規(guī)定精度所能達到的最高切換率。它一方面取決于多路開關建立時間，并與規(guī)定湖南科技大學本科生畢業(yè)設計（論文） 5 的建立精度有關，另一方面為了避免兩個通道同時接通，多路開關被設計為 “先斷后通 ”，這增加了斷開到接通的 延時，影響了通過率的提高。在確定多路開關的通過率時，要跟據(jù)系統(tǒng)的采樣速率來考慮。 根據(jù)上面的分析，本設計 選用的是采用 CMOS 工藝的 8 選 1 開關 CD4051。 CD4051的模擬信號范圍為 177。，導通電阻 RON為 125 歐姆， 關斷漏電流為 ，開關時間為 120ns。 2. 多路轉換開關 CD4051 CD4051 由電平轉換電路、譯碼驅動電路和 CMOS 模擬開關電路三部分組成。開關部分的供電電壓為 VEE（低端）和 VDD（高端），因此需要的控制電壓為 VEE～ VDD，電平轉換電路將輸入的邏輯控制電壓（ A、 B、 C、 INH 端）從 VSS～ VDD轉換到 VEE～ VDD以滿足開關控制的需要。 （ 1） CD4051 的引腳功能及使用方法 VEE、 VDD、 VSS：電源線。 VSS接地。單極性信號輸入時， VEE和 VDD分別接地和正電壓，雙極性輸入時， VEE和 VDD分別接負電壓和正電壓。 VDD與 VEE之差最大為 16V。 C、 B、 A：通道地址。當 CBA=000B～ 111B 時，可選擇通道 S0～ S7。 INH：禁止控制端。 INH=1 時，所有通道均被斷開；當 INH=0 時，則根據(jù) CBA 的值選擇一個確定的通道與輸出接通（即可選擇一個由 CBA 確定的輸入通道與輸出通道）。使用該控制端還可以方便地實現(xiàn)多通道的擴展。 S0～ S7： 8 個通道的輸入輸出通道。當用作多到一開關使用時為輸入線，當用作一到多開關使用時為輸出線。 OUT：輸出 /輸入公共端。利用 S0～ S7和 OUT 引線可以完成輸 入 /輸 出 。 （ 2） CD4051 原理 在用作 8 選 1 模擬 多路開關時， CD4051 有 8 個數(shù)據(jù)輸入端，在 3 個選擇輸入 端 A、B、 C 的控制下，從 8 個模擬開關中選擇 1 個模擬開關使之導通，將相應的輸入數(shù)據(jù)通過導通的模擬開關送到公共輸出端。 CD4051 有 1 個公共輸出端，當該輸入端為高電平時，不 論數(shù)據(jù)輸入端和 輸出 端如何變化，在內部的 8 個模擬開關均為關斷狀態(tài)。其真值表如表 1 所示。 表 1 CD4051 真值表 INH C B A 所選通道 0 0 0 0 S0 0 0 0 1 S1 … … … … … 0 1 1 1 S7 湖南科技大學本科生畢業(yè)設計（論文） 6 1 S0～ S7均未選中 3．控制程序 （ 1） 消除抖動引起的誤差 和機械開關類似，多路開關在通道切換時也存在抖動過程，會出現(xiàn)瞬變現(xiàn)象。若此時采集多路開關輸出信號，就可能引入很大的誤差。影響測量結果 的準確性。消除抖動的常用方法有兩種：一種是 用 硬件 方法 來實現(xiàn)，即用 RC 濾波器除抖動；另一種是用軟件延時的方法來解決。在有微控制系統(tǒng)中，軟件方法較硬件方法更顯優(yōu)勢。 （ 2） 準確定時 實際應用中，需要對多路信號進行 連續(xù) 采樣，并且每次采樣的間隔也有嚴格的要求。這就要求控制器具有嚴格的定時機制。實踐中用定時器控制采樣時序。本設計是對 32路模擬信號進行采集，每路采集 頻 率為 ，那么系統(tǒng)總的采樣 頻 率為 32=40 KHz，也就是 400181。s 切換一次通道，采集一個數(shù)據(jù)。在本設計的系統(tǒng)中，只需要設計定時器，實 現(xiàn) 400181。s 定時中斷，在中斷處理程序中采集數(shù)據(jù)。 在設計系統(tǒng)時，設計定時器400181。s 定時中斷 ，具體程序如附錄 1 所示。 前置放大電路 傳感器檢測出的信號一般是微弱的，不能直接用于顯示、記錄、控制或進行 A/D 轉換。因此，在進行非電量 到 電量轉換之后，需要 將 信號放大 [4]。 由于前置放大器要求輸入阻抗高，漂移低、共模抑制比大，所以 本設計 選用高阻抗、低漂移的運算放大器 AD521作為前置放大器。 AD521 放大器的簡化原理如圖 2 所示 。 湖南科技大學本科生畢業(yè)設計（論文） 7 圖 2 AD521 簡化 原理圖 工作原理：差分輸入電壓 VI加在外接電阻 RG兩端，在 RG上產(chǎn)生的不平衡電流 ΔI=VI /RG；流過晶體管 BG1和 BG2，由于晶體管 BG3和 BG4為鏡象電流源所偏置，迫使流過BG3和 BG4集電極的電流相等。因此由差分輸入電壓所產(chǎn)生的不平衡電流流過另一個外接電阻 RS，由于反饋放大器的作用，該放大器的輸出電壓 Vo 和電阻 RS兩端的電壓保持相等，因此可得： GSIO RRVV ? (21) 即放大器的放大倍數(shù)的計算公式為 22 所示： GSIO RRVVG ?? (22) 可見，只要適當改變 RS / RG之比值即可改變放大器增益。 其放大倍數(shù)可在 1~1000的范圍內調整。 作為一個精密的儀用放大器， AD521 僅有兩只增益調整電阻 RG 和 RS，通過調整RG和 RS的阻值，可使放大器在 ～ 1000 增益值范圍內取得任意 值，電阻 RG和 RS之比率的調整不會影響 AD521 的高 CMR（達 120dB），或高輸入阻抗（ 3109 歐姆 ）。此外， AD521 與大多數(shù)由單個運放組成的儀用放大器的不同點是： IX1 △=△VO/RS BG4 BG3 BG1 BG2 2I 2I 鏡 象 電 流 源 U+ U 敏感端 輸出端 IVI/RG I+VI/RG RG VI/RG=△I RS IX2 I I 基準端 VI 湖南科技大學本科生畢業(yè)設計（論文） 8 （ 1） 不需要采用精密匹配的外接電阻 。 （ 2） 輸入端可承受的差動輸入電壓可達 30V，有較強的過載能力 。 （ 3） 對各個增益段均進行了內部補償，并具有優(yōu)良的動態(tài)特性，其增益帶寬達40MHz。 AD521 放大器的典型外部接線圖 如圖 3 所示 。引腳 OFFSET(4， 6)用于調整放大器零點，調整線路是芯片 4， 6 接到 10 千 歐姆 電位器的兩個固定端，電位器滑動端接負電源 U(腳 5)。引腳 RG(2， 14）用于外接電阻 RG，電阻 RG用于調整放大倍數(shù)。引腳 RS(10，13)用于外接電阻 RS，電阻 RS用于對放大倍數(shù)進行微調。選擇 RS=100 千 歐姆 177。15%時，可以得到比較穩(wěn)定的放大倍數(shù)。 7121310811645111423A D 5 21+ 15 V1 5 VRG1 0KRs 1 00 K輸入輸出 圖 3 AD521 的外部接線圖 因為選擇 RS=100 千 歐姆 177。15%時，可以得到比較穩(wěn)定的放大倍數(shù)，本設計選擇 RS為 100 千 歐姆 ，根據(jù)公式（ 21）可知，只要 RG選擇不同的阻值，就可以得到不同的放大倍 數(shù)，即就是增益值。表 2 所示為 RG選擇不同的阻值，對應的增益值。 表 2 增益表 增益值 RG 1 兆歐姆 1 100 千歐姆 10 10 千歐姆 100 1 千歐姆 1000 100 歐姆 采樣 /保持電路 由于模擬量轉換成數(shù)字量有一個過程，這個動態(tài)模擬信號在轉換過程中是不確定的，從而引起轉換器輸出的不確定性誤差，直接影響轉換精度。尤其是在同步測量系統(tǒng)中，幾個通道的模擬量均需取同一瞬時值。如果通過多路開關將各通道的信號按時序分別直接送入 A/D 轉換器進行轉換（共享一個 A/D），所得到的值 就不是同一瞬時值，無法進行比較、判斷與計算。因此，要求輸入同一瞬時 的 模擬量在整個模數(shù)轉換過程中保湖南科技大學本科生畢業(yè)設計（論文） 9 持不變，但在轉換之后，又要求 A/D 轉換器的輸出端能跟蹤輸入模擬量的變化。能完成上述任務的器件叫采樣 /保持電路，簡稱采 /保器（ S/H）。 當輸入信號為緩慢變化的信號，在 A/D 轉換期間的變化量小于 A/D 轉換器的誤差，且不是多通道同步采樣時，則可以不用采樣 /保持電路。最基本的采 樣 /保持 電路由模擬開關、保持電容和緩沖放大器組成，如圖 4 所示圖中 S 為模擬開關， UC模擬開關 S 的控制信號， CH為保持電容。當控制信號 UC 為采樣電平 時，開關 S 導通，模擬信號通過開關 S 向保持電容 CH充電，這時輸出電壓 Uo 跟蹤輸入電壓 UI的變化。當控制信號 UC為保持電平時，開關 S 斷開，此時輸出電壓 Uo 保持模擬開關 S 斷開時的瞬時值。為使保持階段 CH上的電荷不被負載放掉，在保持電容 CH與負載之間需加一個高輸入阻抗緩沖放大器 A。 采 樣 /保持 電路有兩種工作狀態(tài)，即 “采樣 ”和 “保持 ”狀態(tài)，在采樣狀態(tài)中，采 樣 /保持 電路的輸出跟隨模擬輸入電壓。一旦發(fā)出保持命令，采 樣 /保持 電路將保持采樣命令撤消時刻的采樣值，直到保持命令撤消并再次接到采樣命令為止。此時采 樣 /保持 電路的輸出重新跟隨輸入模擬信號的變化，直到下一個保持命令發(fā)生時為止。 圖 4 采樣 /保持器原理圖 1. 采樣 /保持電路的主要參數(shù) （ 1）孔徑時間 tAp 在采 樣 /保持 電路中，由于模擬開關 S 有一定的動作滯后，保持命令發(fā)出后到模擬開關完全斷開所需的時間稱為孔徑時間 tAp。由于孔徑時間的存在，采樣時間被額外延遲了，在 tAp期間輸出仍跟隨輸入變化。 （ 2）捕捉時間 tAC 采 樣 /保持 電路的控制信號 UC 由 “保持 ”電平轉為 “采樣 ”電平之后，其輸出電壓 Uo將從原保持值過渡到跟隨輸入信號 UI值，這段過渡時間稱為捕捉時間 tAC。它包括模擬開關的導通延時時間和建立跟蹤的穩(wěn)定時間，顯然，采樣周期必須大于捕捉時間，才能保證采樣階段充分地采集到輸入的模擬信號 UI。 （ 3）保持電壓衰減率 在保持狀態(tài)下，由于保持電容的漏電流會使保持電壓發(fā)生變化，式 23 中 ID為保持階段保持電容 CH 的泄漏電流，它包括緩沖放大器的輸入電流、模擬開關斷開時的漏電流、電容內部的漏電流等。增大電容 CH可減少這種變化，但捕捉時間 tAC也隨之增 大。UO UC CH 模擬輸入信號 驅 動信號 UI S A 湖南科技大學本科生畢業(yè)設計（論文） 10 此外，減小 ID可減少這種變化。采用高輸入阻抗的運算放大器，選擇優(yōu)質電容如緝、聚四氟乙烯電容作保持電容以及選用漏電流小的模擬開關等措施，可以減少保持電壓的變化。 HDtu CIdd ?0 (23) 2. 采樣 /保持器的選擇 與連接電路 采樣 /保持器的選擇，是以速度和精度作為最主要的因素。因為影響采樣 /保持器的誤差源比較多，所以關鍵在于誤差的分析。在選擇時，一般優(yōu)先考慮 單 片集成產(chǎn)品，因為它具有中等性能而價格較低。所 謂價格較低，是指采集時間為 4μs 時，采集誤差即 處于 輸入值到終值 %的誤差帶內；采集時間為 5μs～ 25μs 時，則采集誤差為 %。單片集成 /保持器大都需要外接保持電容。保持電容的質量直接關系到采樣 /保持器的精度 。 一般 工作溫度范圍為 0℃ ~+50℃ ，并已在 25℃ 時調整偏移誤差和增益誤差至零，則可對單片集成采樣 /保持器 做 出如表 3 所示的誤差和性能估算 。 表 3 采樣 /保持器的誤差估算 誤差源 性 能 誤 差 采集誤差 額定采集時間相應的誤差 % 增益誤差 增益誤差溫度系數(shù)為 15106/℃ ，溫度變化為 177。25℃ ， 所 以 增 益 誤 差 為1510625 % 偏移溫漂 誤 差 偏移溫漂約為 30μV/℃ ，溫度變化177。25℃ ，所以最大偏移溫漂誤差為3025=750（ μV）。對于 10V 滿量程輸入，誤差為 750μV/