【文章內(nèi)容簡介】 11 圖 充電電路原理圖 蓄電池充電電路原理圖顯示的是開關(guān)管 G 在接收到輸出電壓檢測信號 tU 和端電壓檢測信號 xU 后對蓄電池實施充電控制和保護的過程。 直流升壓 在太陽能逆變電源中，電壓和電流的變化是由直流升壓 DC— DC 和交流逆變DC— AC 這兩部分來得以實現(xiàn)的。 DC— DC 就是將光伏陣列輸出的低壓直流變換成穩(wěn)定的高壓直 流電； DC— AC 則是 完成將前級升壓后的直流電逆變成正弦交流電。本節(jié)針對太陽能直流充電系統(tǒng)講述的是直流升壓 DC— DC 的設(shè)計。 對于升高太陽能電池的輸出電壓可以用 Boost 電路來進行實現(xiàn)，而且將 Boost電路接到太陽能電池的輸入端還可對太陽能電池的最大功率點進行跟蹤。本文采用的是 MPPT 控制電路。 MPPT 控制裝置的系統(tǒng)框圖如圖 所示： 圖 MPPT 控制裝置的系統(tǒng)框圖 圖中 Boost 的輸入電壓即為光伏陣列的輸出電壓 ,我們可以通過 PWM 的控制方式改變開關(guān)器件的占空比 D，相當于改變了電路輸入 端的等效電阻值 Req，負載特性的曲線也變了 ,光伏陣列的 U一 I 特性曲線與負載特性曲線的交點也跟 12 著改變 ,最終實現(xiàn)了光伏陣列的最大功率點跟蹤。 Boost 電路如圖 所示： 圖 Boost 電路圖 Boost 電路的組成包括太陽能電池、開關(guān)管、二極管、電容、電感和負載，本文采用的是利用單片機來對蓄電池的充放電實行控制管理。其電路的工作原理是：當電路的輸出端接入蓄電池時可以實現(xiàn)由端電壓來控制充放電過程；負載端接蓄電池時，此電路成為充電電路。 Boost 電路的工作過程電路圖如圖 所示： （ a） （ b） 圖 Boost 電路的工作過程 Boost 電路的工作原理和工作狀態(tài)是：為了升高負載電壓，電路將會以電感電流源的工作方式對負載進行放電。 Boost 升壓電路有兩種工作狀態(tài)。 當 T 導 13 通時， Boost 電路等效電路如圖 （ a）所示， 輸入端與輸出端隔離， uUs? L,電感電流線性增加 ,電感中儲存起來由電源提供的電能。當 T 斷開時，其等效電路如圖 （ b）所示 ，輸出端通過電感接收能量，電感電流逐 漸減少，電感的儲能向負載轉(zhuǎn)移 , ssc UUUU ??? 1 負載電壓上升。 升壓變換器的輸出方程式如下： sof fss UtTUDU ??? 1 10 （ ） 在升壓變換器的輸出方程式中： fft 表示的是在重復周期內(nèi)開關(guān)的控制關(guān)斷時間， sT 表示的是開關(guān)控制周期， D 是開關(guān)管 T 的占空比。 蓄電池的充電控制 一般來說，在兼顧太陽能電池的特性和蓄電池特性的前提下來對蓄電池實施充電控制，可以實現(xiàn)設(shè)計的最優(yōu)化。在實際過程中，太陽能蓄電池的充電通常采用的是兩段式充電法。兩段式充電法分別是恒壓快速充電和恒壓浮充，使用兩段式充電法不僅可以很好的保護蓄電池并延長其壽命，而且可以使 蓄電池的充電進行得高效且快速。 恒壓快速充電是在蓄電池缺電的時候使用的，調(diào)節(jié)開關(guān)管使得系統(tǒng)成為一個穩(wěn)壓器 ,這樣電池板的輸出工作點總穩(wěn)定在 最大功率點上的電壓附近。近似于最大功率點跟蹤 MPPT 控制，使得蓄電池可以最快的儲存太陽能電池板輸出的電能，從而達到快速充電的目的，這時蓄電池一般可以達到 85%的蓄電容量。 恒壓浮充階段是在上一階段完成后開始進行，當浮充電壓值與蓄電池端電壓相等時即充電完成。 兩段式恒壓充電特性曲線如圖 所示： 14 圖 兩段式恒壓充電特性曲線 蓄電池充電流程圖如圖 所示： 圖 蓄電池充電流程圖 15 由此可得到太陽能充電系統(tǒng)的實際充電圖如圖 所示： 圖 太陽能充電系統(tǒng)的實際充電圖 太陽能充電系統(tǒng)由蓄電池，太陽能電池板和功率 MOSFET 管組成。其中 2L ， 3C ，4C 和 4D ， 2D ， 3D 形成了 MOSFET 管的關(guān)斷吸收回路；他們是二極管的吸收回路； 7R 是限流電阻，用以彌補恒壓充電的缺點；其它部件組成了 MOSFET 管的開通吸收回路； 1V 為單片機輸出的 PWM 脈沖電壓，從而控制 MOSFET 管的開通和關(guān)斷進而對蓄電池進行充電。 16 3 逆變系統(tǒng) 逆變電路的選擇 逆變系統(tǒng)的主電路基本就是有整流器，逆變器，變壓器， LC 濾波器組成。 圖 逆變系統(tǒng)的主電路圖 逆變系統(tǒng)的電路一般分為全橋電路和半橋電路 半橋式電 路原理圖如圖 所示： 圖 半橋式電路結(jié)構(gòu)圖 全橋式電路如圖 所示。 17 圖 全橋式電路結(jié)構(gòu)圖 考慮到本課題的設(shè)計 要求，本文中采用的是單相全橋逆變電路。 單相全橋逆變電路的工作原理 圖 單相全橋逆變電路電路圖 圖 為單項全橋逆變電路 ,它是以絕緣柵雙極性晶體管 (IGBT)為主開關(guān)器件的電路 ,其中 L為交流輸出電感 , dC 為直流側(cè)支撐電容 ,也即 DC 一 DC變換電路的輸出電容 , 41 DD? 是其反并聯(lián)二極管 ,對四個開關(guān)管進行適當?shù)?PWM 控制 ,就可以使逆變器 輸出電壓與電流與負載所需交流電相匹配的電能 .這種結(jié)構(gòu)的電路屬于升壓式結(jié)構(gòu) ,需要在直流側(cè)濾波電容預(yù)先充電到接近交流電壓的峰值時才能啟動 ,且直流側(cè)電壓要不低于負載電壓的峰值 ,否則電感電流不能完全可控。圖 展示了單項全橋逆變電路的幾種功率器件共有四種工作形態(tài)。 工作狀態(tài) 1：如圖 (a)圖所示 ,功率器件 1T 和 4T 導通 ,直流側(cè)電壓通過電感 L直接加 到負載兩端 ,電感電流增加 ,此時電感開始存儲能量 ,并同時將能量傳遞給負載。 18 工作狀態(tài) 2：如圖 (b)圖所示，功率器件 1T 和 3T 導通，直流側(cè)電壓直接給支撐電容 C 充電，由于輸出電感中的電流不能突變，負載電流將通過 1T 和 3D 導通續(xù)流，電感電流逐漸減小，并釋放能量。 工作狀態(tài) 3：如圖 (c)圖所示 ,功率器件 2T 和 3T 導通，直流側(cè)電壓通過電感L 反向加到負載兩端，電感電流增加，此時電感同樣開始存儲能量 ,并同時將能量送給負載。 工作狀態(tài) 4：如圖 (d)圖所示，功率器件 2T 和 4T 導通 ,直流側(cè)電壓直接給支撐電容 C 充電，由于輸出電感中的電流不能突變，負載電流將通過 1T 和 3D 導通續(xù)流，電感電流逐漸減小，并釋放能量。 (a) (b) 19 (c) (d) 圖 單相全橋逆變電路工作狀態(tài)圖 逆變 電路的設(shè)計 逆變系統(tǒng)的 主電路部分是一個單相全橋 SPWM 逆變器，其基本電路結(jié)構(gòu)如圖 所示： 20 圖 逆變系統(tǒng)主電路結(jié)構(gòu) 從逆變系統(tǒng)基本結(jié)構(gòu)電路圖可以看出，單相全橋逆變電路其實可以表示為一個電容電壓源。同時，系統(tǒng)的負載類型不定，考慮到環(huán)節(jié)的負載效應(yīng)，將負載的擾動電流 I。也視為輸入電源。 通過上述等效，整個電路可等效視為如圖 所示電路： 圖 主電路等效結(jié)構(gòu)圖 在此模型中，對電路進行了理想化的假設(shè)： （ 1） 直流母線電壓 Udc 為恒定不變的； （ 2） 功率開關(guān)管為理想器件； （ 3） 輸出電壓基波頻率 及 LC 濾波電路自然震蕩頻率遠低于開關(guān)頻率。 以流經(jīng)濾波電感的電流 LI 和濾波電容兩端電壓 cU 為狀態(tài)量，可得上述模型在連續(xù)狀態(tài)下的狀態(tài)方程： （ ） 將上 述方程轉(zhuǎn)化為復頻域形式，可推到出系統(tǒng)的狀態(tài)方程圖，如圖 所示： 21 圖 系統(tǒng)狀態(tài)方程圖 其中，根據(jù) SPWM 波形調(diào)制規(guī)律，輸入 inU 為： tUUUUcmdcin?sin????????? （ ） 式中： mU 為調(diào)制信號幅值（ V） cU 為三角載波信號峰值 （ V） 由此，可得出系統(tǒng)的傳遞函數(shù)： 112)( ?? LCsG s （ ） 從傳遞函數(shù)可以看出，這是一個二介滯后系統(tǒng)。 設(shè)計的逆變電路結(jié)構(gòu)如圖 所示： 圖 逆變 電路的圖形 濾波電路的設(shè)計 設(shè)計濾波器的時候，應(yīng)主要考慮一下的類容： （ 1）必須在規(guī)定范圍內(nèi)進行對電壓、電流屬性的合理控制； （ 2）必須保證濾波電路中的電容對電流的影響在可控制范圍內(nèi)； （ 3）濾波電感基波壓降小，負載變化所引起的輸入，輸出電壓波動??； 22 （ 4）濾波器體積、重量小，成本低。 表面看來好像 LC 濾波參數(shù)越大 ,系統(tǒng)輸出波形越好。實際上 ,濾波時間常數(shù)越大 ,不僅濾波電路的體積和重量過大 ,而且濾波電路引起的相位滯后變大 ,采用閉環(huán)波形反饋控制時 ,整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性越差。相反 ,濾波參數(shù)選的過小 ,系統(tǒng)中的高頻分量得不到很好的抑制 ,輸出電壓不能滿足波形失真度的要求。所以，我們要兼顧這兩方面的條件來對濾波器的參數(shù)進行合理選擇。 LC 濾波器等效電路如圖 所示。 圖 LC 濾波電路等效電路圖 電源側(cè)第 k 次諧波電流有效值相量為： 22 )()(1 rri dkLK kLkjR II ???? ??? （ ） 在上式中，逆變器的開關(guān)角頻率和脈沖電流的基波角頻率是一樣的，均為sT?? 2? ，逆變器的輸入有效電流值是 dkI ，系統(tǒng)諧波次數(shù)是 K。 r? 為 LC 輸入濾波器的諧振角頻率。 電源內(nèi)阻很小，可忽略不計。則由上式可得： dkrLK IkI 2)( ???? （ ） 由此可見，諧波次數(shù)越高，對應(yīng)的電源側(cè)諧波次數(shù)的分量就越小，并且，在脈動直流電流基波角頻率不變的情況下，可以通過增大濾波電感 L，濾波電容 C來降低電源側(cè)諧波電流（即減小輸入濾波器的諧振角效率 r? ，從而減小 ??r 的值） ]25[ 。 在本設(shè)計中： sra dkH Z 125663202 ??? ?? 為了使 ??r 足夠小，可以取： sra dr 2 8 3 0 ?? ?? 23 這個時候，我們可以計算并得到濾波器的截止頻率。 其值為 100HZ 由此可得： ???LC 對于電感、電容各自參數(shù)的選取，一般以電感為主進行設(shè)計。若電感太大，則會降低系統(tǒng)的反應(yīng)速度，會阻礙檢測輸出電流的響應(yīng)速度。若電感太小，則會對磁帶造成比較嚴重的損害，并且是輸出脈沖波形質(zhì)量變差。電感設(shè)計首先要滿足電流上升率的要求： dtdidtdi gL ? 由于： LUdtdi dcL 4? 所以有： dtdiUL gdc ?? 4 由此可以確定電感的最大值。在計算 L 的有效范圍時，我們可以綜合電感的最小值和電流的最大值來進行計算。 通過仿真中進一步調(diào)試，最終選取濾波電感 L=。 再根據(jù) LC 濾波器已確定的截止頻率，可計算出濾波電容 C=1000uF。 逆變系統(tǒng)的控制方式 我們需要逆變部分發(fā)出的電壓信號為正弦，同時不希望信號中含有諧波分量并能夠?qū)ζ溥M行控制，便能夠保證波形良好的余弦波電壓。目前逆變電路控制方法通常采用的是 SPWM 控制技術(shù)。 SPWM 便由此得來 ,用 SPWM 信號來對開關(guān)元器件的開通或是斷開進行控制 ,最好能夠讓脈沖電壓曲線所圍成的面積能夠和我們希望輸出的余弦波圍成的面積相等 ,這樣我們就能通過改變調(diào)制波的頻率以及幅值就可以對輸出的電壓和幅值進行調(diào)節(jié)和控制則可調(diào)節(jié)逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。 SPWM 波形可以通過我們說學的相關(guān)專業(yè)基礎(chǔ)課程中的相關(guān)電路可得，在同時也可以通過我們的計算機仿真輸出，此就不再贅述。 24 全橋逆變控制方式主要分為雙極性控制方式和單極性控制方式。雙極性控制 電路中開關(guān)為同步開關(guān) ,橋臂上下管之間為互補 ,控制比較容易 ,但這種方法存在不足，如開關(guān)損耗 高、諧波大 ,對空間產(chǎn)生大量的電磁干擾 ,當開關(guān)頻率相等時 ,產(chǎn)生的諧波分量就更大。單極性控制就能夠很好地避免這些問題。 該課題運用的 SPWM 控制方法是三角波鏡像采集數(shù)據(jù)的方式 ,改進了規(guī)則采樣法 ,采樣效果差別不大 ,同時計算量也不大。然而提高了精確度 ,在這里采用了同步取樣 ,各脈寬的一致性也得到了保證 ,等間隔的脈寬中心線 ,在計算機中分容易實現(xiàn)，同時還可以控制脈寬的系數(shù)，而適當調(diào)節(jié)各脈寬系數(shù)可以對諧波的幅值分布產(chǎn)生一