【文章內(nèi)容簡介】 電流由管腳 1上的電壓控制，其中： Ipk =（ VFB – ） /3RS 其中， VFB為 FB端電壓， ， 1/3為經(jīng)兩個電阻后的分壓比。當電源輸出過載或者如果輸出電壓取樣丟失時，異常的工作條件將出現(xiàn)。在這些條件下，電流取樣比較器門限將被內(nèi)部箝位至 。因此最大峰值開關電流為： Ipk（ max） = / Rs當輸入電壓很大時，取樣電流將非常小，這時可通過高壓補償回路來調(diào)節(jié)。在電路中，通過 R904與 R905（均為 1MΩ來提高 Sense端電平，實現(xiàn)高壓補償。 當負載短路或其它原因引起功率管電流增加，并使取樣電阻 Rs上的電壓升高。當 Sense端的電壓達到 ， RS觸發(fā)器的 R端輸入為低電平，從而 Q非輸出低電平， SG6841即停止脈沖輸出，可以有效的保護功率管不受損壞，從而實現(xiàn)過流保護。由此可得 Ipk（ max）＝，改變 Rs值即可改變其最大的輸出功率。在本設計中取 Rs＝ ，可得 Ipk（ max）＝ 。 在 SG6841的 Sense端產(chǎn)生的噪聲會引起 PWM輸出脈沖的不穩(wěn)定。在芯片內(nèi)部 Sense端經(jīng)過一個斜率補償電路后，才接至比較器同相輸入端，這能有效地降低噪聲的影響。良好的 PCB布線和避免元件管腳太長也有利于減少噪聲。而在 UC3841的應用電路中則需要在 Sense端增加一個 RC濾波器來解決同樣的問題，可見 SG6841的功能更強，外圍電路更簡單。 當 SG6841正常工作時，其內(nèi)部振蕩器產(chǎn)生振蕩信號，此信號一路直接加到圖騰柱電路的輸入端，另一路加到 PWM脈寬調(diào)制 RS觸發(fā)器的 S端， RS型 PWM脈寬調(diào)制器的 R端接電流檢測比較器輸出端。當峰值電感電流未達到 FB反饋端電平時，比較器輸出低電平，此時 R端為低電平， Q非端輸出低電平；當峰值電感電流達到 FB反饋端電平時，比較器輸出高電平，此時 R端為高電平， Q非端輸出高電平?？梢?， FB端電壓越高， Q非端脈沖越寬，同時 Gate端輸出脈寬也越 寬 （占空比增大）； FB端電壓越低， Q非端脈沖越窄，同時 Gate端輸出脈寬也越窄（占空比變小），從而實現(xiàn) PWM控制，使輸出電壓穩(wěn)定。 SG6841的啟動與供電 SG6841需要在啟動時給 Pin3 Vin 提供一 30μA的啟動電流以使芯片進行有效的自舉。在電路中，將 Pin3 通過兩個 1MΩ的電阻接至 PFC級的 DC輸出端，便可在 AC輸入 90V～ 264V的范圍內(nèi)實現(xiàn) SG6841的有效啟動。 在 SG6841正常工作后，其 Pin7 VDD端必須提供 10V～ 30V電壓為芯片供電。 SG6841的 Pin5 RT端恒定輸出一電流 IRT： IRT＝ 2（ ）RT端可串 聯(lián) 一 負 溫度系數(shù)的 熱 敏 電 阻（ NTCR）接地， RNTC隨溫度上升而降低， 這時 當IRTRNTC 啟 動過 溫保 護 功能。當 RT端 電壓 略低于 ， PWM脈沖的占空比會減少，從而降低 電 源 輸 出 電壓 來降低溫度；當 環(huán) 境溫度 過 高， RT端 電壓 大大低于 ，PWM脈沖的占空比會減少至零，從而使 電 源完全停止 輸 出。同 時 我 們 可以利用 SG6841的該 功能 實現(xiàn)電 源的高 壓 保 護 。圖 22 高壓保護回路部分電路圖 高壓保護回路如圖 22所示。當電網(wǎng)電壓升高超過最大值時，自饋線圈輸出的電壓也將升高。若電壓超過 20V，此時 ZD901被擊穿， R912就會產(chǎn)生壓降。當這個壓降有 Q902導通，拉低Q901的基極電位，使 Q901也導通，這樣 SG6841 Pin5通過 D90 Q903直接接地，使 SG6841迅速關斷脈沖輸出。同時 Q901的導通也拉低了輸入到SG6841 Pin7的電壓，使 SG6841停止工作。 待機工作模式 SG6841具有 Green Function，支持 Blue Angel模式。當?shù)拓撦d和無負載情況下， FB端電壓會有所降低時，當其低于一個閾值電壓時，會進入節(jié)能模式， SG6841的 PWM工作頻率會迅速降低至 10kHz左右，此時仍有穩(wěn)定的 12V電壓輸出。如圖所示即為待機時功率開關管 D極的電壓波形。 FB端 電壓 會有所降低 時 ，當其低于一個 閾值電壓時 ，會 進 入 節(jié) 能模式， SG6841的PWM工作 頻 率會迅速降低至 10kHz左右，此 時 仍有 穩(wěn) 定的 12V電壓輸 出。如 圖 所示即為 待機 時 功率開關管 D極的 電壓 波形。開關 電 源中的 調(diào) 整管工作于開關狀 態(tài) ，必然存在開關 損 耗，而且 損 耗的大小隨開關頻 率的提高而成比例增加。另一方面，開關 電 源中的 變壓 器、 電 抗器等磁性元件及 電容元件的 損 耗，也隨 頻 率的提高而增加。因此通 過 降低其工作 頻 率可有效降低其待機時 的功耗。圖 213 待機模式功率開關管 D極的電壓波形DC/DC變換 器用于開關 電 源 時 ，很多情況下要求 輸 入與 輸 出 間進 行 電 隔離， 這時 必 須 采用 變壓 器 進 行隔離，稱 為 隔離 變換 器。 這類變換 器把直流 電壓 或 電 流 變換為 高 頻 方波 電壓 或 電 流， 經(jīng)變壓 器升 壓 或降 壓 后，再 經(jīng) 整流平滑 濾 波 變?yōu)?直流 電壓 或 電 流。因此， 這類變換 器又稱 為 逆 變 整流型 變換 器。變壓 器 T901因 為 有氣隙之故，其初 級 圈具有隔離、變壓 和 儲 能 電 感的三重功能。當 SG6841的 Gate端 輸 出PWM控制脈沖，控制 Q903做開關狀 態(tài) 。當 Gate端 輸 出高電 平 時 ，開關管 Q903導 通，此 時 T901的初 級線 圈有 電流流 過 ， 產(chǎn) 生上正下 負 的 電壓 ， 則 次 級產(chǎn) 生下正上 負的感 應電動勢 ，但 這時 次 級 上的二極管 D9 D911截止，此 階 段 為儲 能 階 段；而當 Gate端 輸 出低 電 平 時 ，開關管 Q903截止，初 級線 圈上的 電 流在瞬 間變?yōu)?0，初級線 圈的 電動勢為 下正上 負 ，在次 級線 圈上感 應 出上正下 負 的 電動勢 ，此 時 D9 D911導 通，有 電壓輸 出。第三節(jié) 直流變換電路及工作過程圖 31直流變換電路由于在開關管關斷時，初級線圈還有電流，因此為防止隨開關啟 閉所發(fā)生的電壓浪涌，可采用 RC或 LC緩沖器。本設計中在變壓器的輸入端需設有緩沖電路，它由 D90 R903與 C906組成。在開關管關斷的瞬間，電感上的電流通過 D901向 C906充電；為了確保在開關管截止期間，不能因為 C906的充電而減小鐵芯向負載釋放的能量，即充電時間應小于 Toff；另外，為了避免在開關管在關斷的過程中工作在高電壓大電流區(qū)，充電時間應大于或等于 Toff。因此綜合考慮上述兩方面的因素，應取 C906的充電時間等于 Toff。因此取 C906的值為 152pF，它的耐壓值為 1KV。在開關管導通的瞬間，電容 C906通過 R與開關管放電，放電的時間常數(shù) г=RC906，為了減輕開關管在完全導通時所承受的電流，應在開關管開啟的時間 Ton內(nèi)放掉 C906上的大部分能量。圖 32 SG6841 Pin8 Gate輸 出波形（ Input AC 90V/60Hz）圖 33 SG6841Pin8 Gate輸 出波形（ Input AC 264V/50Hz）圖 34 Q901 D極波形（ Input AC 264V/90Hz）圖 32和 圖 33分 別為輸 入 電壓為 AC 90V/60Hz和264V/50Hz時 的 Gate端 輸 出PWM脈沖的波形。在 輸 入 AC電壓 不同 時 ，脈沖 頻 率幾乎不變 ，接近 70KHz，但占空比隨輸 入 電壓 的不同而不同，開關 電壓 正是利用 這 種脈 寬調(diào)制的方式在 較 廣的 輸 入 電壓范 圍 內(nèi) 實現(xiàn) 12V的 穩(wěn) 定 輸出。 輸 入 電壓為 AC 90V/60Hz時 占空比 為 % ，而264V/50Hz時 的占空比 % ，可 見輸 入 電壓 大 時 開關管的 導 通 時間 大，從而 變壓 器次 級