【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 的余量，應(yīng)盡量使變壓器的原、副邊的匝數(shù)比取的小一些。所以在設(shè)計(jì)時(shí)就要求電路在輸入電壓最低時(shí)，輸出電壓仍能達(dá)到系統(tǒng)的要求。設(shè)計(jì)時(shí)，開關(guān)管的參數(shù)為：工作頻率為40kHz，最小輸入電壓為42V，輸出電壓為350V，直流環(huán)節(jié)輸出功率為1200W。輸出電壓與變壓器副邊電壓的關(guān)系為（）。 （210） 2）V′與的電壓比是原、副邊的匝數(shù)比，即，故 (211)考慮到兩個(gè)IGBT管的壓降，則計(jì)算式（211）應(yīng)變?yōu)? (212)式中，為IGBT的管壓降，取1V，取98匝。 3）電流密度 （213） 4）輸出電壓有效值 (214) 5）變壓器副邊繞組電流有效值 (215) 6）變壓器副邊繞組電流峰值 (216) 7）原邊繞組電流有效值 (217)式中，磁化電流有效值約為初級(jí)電流有效值的5%~10%，即,?。?）驗(yàn)算輸出電壓 （218）能夠滿足設(shè)計(jì)要求。（4）集膚效應(yīng)研究表明，導(dǎo)線中電流密度從導(dǎo)線表面到中心按指數(shù)規(guī)律下降的。為便于計(jì)算和比較，工程上定義從表面到電流密度下降到表面電流密度的0368(即1/e)的厚度為穿透深度△，即認(rèn)為從導(dǎo)體表面到下降深度為△厚度導(dǎo)體流過導(dǎo)線的全部電流，而在△層以內(nèi)的導(dǎo)體完全不流過電流[10]。穿透深度△可用下式來表示 （219）由式（219）可見，穿透深度與頻率平方根成反比，隨著頻率的增加，穿透深度減少。所以集膚效應(yīng)在工頻條件下影響較小，而在高頻時(shí)影響較大。為了減少集膚效應(yīng)的影響，一般要求導(dǎo)線線徑小于兩倍穿透深度。如果要求繞組的線徑大于由穿透深度所決定的最大線徑時(shí)，經(jīng)常用截面之和等于單導(dǎo)線的多根較細(xì)的導(dǎo)線并聯(lián)使用。（5）線圈股數(shù) 1）原邊裸線面積 （220）實(shí)際繞制中。 2）副邊裸線面積 （221）實(shí)際繞制中。由于電路中最大的直流輸入電壓=53V，考慮到一定的安全裕量，53=，選擇IGBT的額定電壓值為600V。，原邊峰值電流 （222）根據(jù)上面確定的最大電壓和最大電流來選擇IGBT。選擇的型號(hào)為MG100J1BS11（參數(shù)100A/600V）。對(duì)于輸出整流所用的二極管，一般要求反向漏電流小，反向恢復(fù)時(shí)間短，并且由于二極管在截止時(shí)所承受的反向電壓為高電壓，所以要求二極管的反向耐壓要高。肖特基二極管和快恢復(fù)二極管是常用的兩種整流二極管。但肖特基二極管的反向漏電流較大并且反向耐壓較低，所以本文選用的是快恢復(fù)二極管。（1）額定電壓在整流電路中，二極管承受電壓最大值，應(yīng)大于最大輸入電壓時(shí)變壓器二次側(cè)的輸出電壓。二次側(cè)輸出的最大電壓為 （223）（2）額定電流由副邊繞組電流峰值，根據(jù)計(jì)算，可以選用MUR30120快恢復(fù)二極管（額定電壓1200V，額定電流為30A）。（1）輸出濾波電感的設(shè)計(jì)在輸出濾波電感中的電流是單一方向流動(dòng)的。流過磁性繞組的電流，具有較大的直流分量，并且疊加一個(gè)較小的交流分量，它的頻率是兩倍的開關(guān)頻率。在工程設(shè)計(jì)中，一般要求輸出濾波電感的最大脈動(dòng)量為最大輸出電流的20%。因此電源的輸出濾波電感電流脈動(dòng)值=20%=。按經(jīng)驗(yàn)公式算法，當(dāng)輸出電流在二分之一脈動(dòng)值時(shí)（即=），輸出濾波應(yīng)當(dāng)保持連續(xù)狀態(tài)?？紤]濾波電感器的繞制成本、功能損耗、動(dòng)態(tài)特性等因素，電感量不宜取得太大。輸出濾波電感量計(jì)算式可表示為 (224)式中，n為原、副邊的匝數(shù)比，為二極管壓降。由于輸入電壓是變化的，最大輸入電壓值=53V。（2）輸出濾波電容的設(shè)計(jì)在工程設(shè)計(jì)中，輸出濾波電容量可用下式來計(jì)算。 (225)式中，n為原、副邊的匝數(shù)比，為二極管壓降。由于輸入電壓是變化的，最大輸入電壓值=53V。令輸出電壓的交流紋波為=。經(jīng)過計(jì)算可以得到=390uF，實(shí)際應(yīng)用中選用的是470uF/450V的電解電容。逆變電路的功能是將低壓350V直流轉(zhuǎn)變成穩(wěn)定的高壓220V的交流電，以供負(fù)載使用。其電路如圖27所示。圖27 DC/AC環(huán)節(jié)電路圖 DC/AC circuit structure逆變電路的額定輸出為：電壓=220V，功率=1KW，考慮逆變環(huán)節(jié)的逆變效率η=90﹪，實(shí)際應(yīng)用中的取值需留有裕量。取2倍的安全過載裕量。則流過功率器件IGBT的電流額定可按下式計(jì)算: (226)由直流側(cè)的輸入電壓U=350V，并考慮到尖峰電壓的影響，應(yīng)留有一定裕量，可以選擇600V的IGBT功率管。最終我們選擇四只600V，25A的IGBT管，型號(hào)為MG25J1BS11。在逆變電源的輸出端加入低通濾波器可以濾掉其中的高頻分量，Γ型濾波器具有低通濾波特性，而且濾波器的元件又少，是最簡(jiǎn)單的一種形式，應(yīng)用也最廣泛。本電源輸出濾波器也采用此結(jié)構(gòu)。輸出濾波器中L和C參數(shù)與SPWM的頻率緊密相關(guān)。頻率越高，就可以減小濾波器的體積，但同時(shí)也會(huì)增加開關(guān)損耗，從而影響逆變器的輸出效率。所以應(yīng)根據(jù)系統(tǒng)的截至頻率以及負(fù)載來設(shè)計(jì)濾波器。逆變電源輸出參數(shù)為：輸出功率=1KW，輸出電壓=220V，頻率為50Hz。逆變器輸出的脈沖群中主要是50Hz的正弦波，其中還含有兩倍開關(guān)頻率的高頻分量，對(duì)于Γ型低通濾波器，其截止頻率與L和C之間的關(guān)系為 (227)因?yàn)殡娫吹妮敵鲱l率為50Hz，系統(tǒng)的開關(guān)頻率40kHz，所以系統(tǒng)的截止頻率應(yīng)滿足～，即 (228)，ρ=39，當(dāng)輸出電壓的基波頻率為50Hz時(shí)，濾波器的截止頻率通常選在100Hz～400Hz左右。取為100Hz時(shí)，我們可以得到輸出濾波電感和電容值應(yīng)為 (229) (230)第三章 逆變系統(tǒng)逆變電源要求較高，主要有以下幾點(diǎn):(l)要求具有較高的效率。由于太陽(yáng)能電池板的價(jià)格偏高，為了最大限度地利用太陽(yáng)能電池板，提高系統(tǒng)效率，必須設(shè)法提高逆變電源的效率。(2)要求具有較高的可靠性。目前獨(dú)立太陽(yáng)能光伏發(fā)電系統(tǒng)主要應(yīng)用于邊遠(yuǎn)地區(qū)，難以維護(hù)，這就要求逆變電源具有合理的電路結(jié)構(gòu)，嚴(yán)格的元器件選擇，并要求逆變電源具備各種保護(hù)措施，如蓄電池充放電保護(hù)，系統(tǒng)短路保護(hù)、過流保護(hù)、過載保護(hù)等。(3)要求對(duì)直流輸入電壓有較寬的適應(yīng)范圍，由于太陽(yáng)能電池板輸出端電壓隨負(fù)載和日照強(qiáng)度而變化，蓄電池雖然對(duì)太陽(yáng)能電池板的輸出電壓具有箱位作用，但由于蓄電池的端電壓隨蓄電池剩余容量和內(nèi)阻的變化而波動(dòng)，特別是當(dāng)蓄電池老化時(shí)其端電壓的變化范圍很大，例如12V的蓄電池，這就要求逆變電源必須在較大的直流輸入電壓范圍內(nèi)保證能正常工作，并保證交流輸出電壓的穩(wěn)定。逆變主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要有全橋、半橋、推挽等結(jié)構(gòu)。半橋結(jié)構(gòu)主要用于降壓電路。推挽式電路需要大容量的功率MOSFET管，而大容量的功率MOSFET管價(jià)格比較昂貴，并且需要設(shè)計(jì)漏感泄放回路。綜合考慮，本文所設(shè)計(jì)的逆變電源采用全橋結(jié)構(gòu)。，逆變電源主要由全橋逆變電路、高頻升壓變壓器、周波變換電路及輸出LC濾波器構(gòu)成。功率MOSFET管Gl、G GG4構(gòu)成全橋逆變，用于控制每個(gè)開關(guān)周期傳遞到變壓器副邊的直流能量。由于逆變電路的橋式結(jié)構(gòu)，使逆變器中的漏感能量具有了泄放通道，降低了功率MOSFET管的電壓應(yīng)力；高頻升壓變壓器具有電氣隔離、調(diào)整電壓變比和儲(chǔ)能的作用，把電壓提高到系統(tǒng)需要的電壓等級(jí)。電感、電容構(gòu)成輸出LC濾波器，其作用是濾除逆變輸出SPWM波中的高次諧波分量，使輸出電壓波形正弦化。濾波電容電壓檢測(cè)信號(hào)U。、濾波電感電流檢測(cè)信號(hào)I送到AVR微處理器進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換并對(duì)逆變系統(tǒng)進(jìn)行閉環(huán)控制。 the topology of the Inverter 逆變控制方式由于逆變電路要求輸出電壓為正弦波電壓，對(duì)輸出電壓的諧波含量要求盡能小，即要對(duì)輸出電壓進(jìn)行控制，以得到波形優(yōu)良的正弦波電壓。目前逆變電路控制方法常采用SPWM控制技術(shù)，SPWM(sinusoidal PWM)法是一種比較成熟的、目前使用較廣泛的PWM法。采樣控制理論中的有一個(gè)重要結(jié)論:沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。SPWM法就是以該結(jié)論為理論基礎(chǔ)，用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關(guān)器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應(yīng)區(qū)間內(nèi)的面積相等，通過改變調(diào)制波的頻率和幅值則可調(diào)節(jié)逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。SPWM波形的生成可以用模擬電子電路、數(shù)字電子電路或?qū)Ｓ玫拇笠?guī)模集成電路芯片等硬件實(shí)現(xiàn)，也可以用微型計(jì)算機(jī)通過軟件生成SPWM波形。在微電子技術(shù)迅速發(fā)展的今天，為微機(jī)為基礎(chǔ)的數(shù)字控制方法日益被人們所采納，提出了多種SPWM波形的軟件生成方法，例如自然采樣法(Natural sampling)、規(guī)則采樣法(Relar sampling)、指定諧波消除法 (Harmonie EIimination Method)等。本文采用的SPWM控制技術(shù)為單極性三角波對(duì)稱規(guī)則同步采樣法，這是對(duì)規(guī)則采樣法的算法改進(jìn)，其采樣效果接近自然采樣法，又不必花費(fèi)過多計(jì)算時(shí)間。這種改進(jìn)型對(duì)稱規(guī)則算法的精度，明顯高于傳統(tǒng)對(duì)稱規(guī)則算法的精度，同時(shí)由于采用了同步取樣，每半個(gè)周期中各脈寬的一致性得到保證，脈寬中心線為等間隔，極易用微機(jī)實(shí)現(xiàn)，并且脈寬系數(shù)可以控制。適當(dāng)調(diào)整各脈寬系數(shù)又可控制SPWM波形中的諧波的幅值分布。下面介紹其原理:，采用單極性三角波并以三角波中心線與正弦波交點(diǎn)C作一水平線，從而得到與三角波的交點(diǎn)A、B，并以此決定脈寬。這時(shí)，由于A、B兩點(diǎn)座落在正弦調(diào)制波的兩側(cè)，因此減少了脈寬生成誤差，所得的SPWM波形也就更準(zhǔn)確了。 synehronous symmetrical samPling with single pole triangle wave全橋逆變控制方式主要分為雙極性控制方式和單極性控制方式。雙極性控制是對(duì)角的一對(duì)開關(guān)為同步開關(guān)，橋臂上下管之間除死區(qū)時(shí)間外為互補(bǔ)開關(guān)，控制相對(duì)簡(jiǎn)單，但是這種控制方式的開關(guān)損耗高，存在很大的開關(guān)諧波，電磁干擾大，在開關(guān)頻率相同時(shí)，雙極性控制的SPWM產(chǎn)生的正弦波中的諧波含量比單極性控制SPWM產(chǎn)生的正弦波中的諧波含量大。而單極性控制就可以很好地解決這些問題。單極性控制僅用一對(duì)高頻開關(guān)，相對(duì)于雙極性控制具有開關(guān)損耗低、電磁干擾小、無(wú)開關(guān)頻率級(jí)諧波等優(yōu)點(diǎn)。因此本文采用的全橋逆變控制方式為單極性SPWM控制。3 the method of single pole SPWM modulatingand and SPWM wave采樣原理及計(jì)算公式:為保證主電路開關(guān)器件的安全工作，必須使所調(diào)制的脈沖波有個(gè)最小脈寬與最小間隙的限制，以保證脈沖寬度大于開關(guān)器件的導(dǎo)通時(shí)間與關(guān)斷時(shí)間。這就要求參考信號(hào)的幅值不能超過三角載波峰值的某一百分?jǐn)?shù)(稱為臨界百分?jǐn)?shù))。一般定義調(diào)制度 (Modulation Index)為 ()~l之間變化，以調(diào)節(jié)輸出電壓的幅值，實(shí)際上M總是小于1的。由規(guī)則采樣Ⅱ:第i個(gè)矩形脈沖的寬度為 ()式中又為三角載波的周期。假設(shè)把半個(gè)正弦波N等分，在半個(gè)周波內(nèi)有N個(gè)脈沖，各脈沖不等寬，但中心間距是一樣的，都為等于三角載波的周期令第i個(gè)矩形脈沖的寬度為，其中心點(diǎn)相位角為，由圖上可以看出,角可以寫作因輸出電壓波形u(t)正、負(fù)半波及其左、右均對(duì)稱，是一個(gè)奇次周期函數(shù)，按傅氏級(jí)數(shù)展開可表示為,k=1,3,5……其中要把N個(gè)矩形脈沖所代表的u(t)代入上式，必須求得每個(gè)脈沖的起始與終止相位角。假設(shè)所需全橋逆變電路輸出的正弦波電壓幅值為，則根據(jù)矩形脈沖的面積與該區(qū)段正弦曲線下面積相等的原則，可近似寫為故第i個(gè)矩形脈沖的寬度為第i個(gè)矩形脈沖的起始