【文章內容簡介】 4）處于開關工作狀態(tài)，其電流波形將是對稱的方波，乘法器的輸出電壓可近似表示為 （n為奇數） （）輸出信號中包含、………等頻率分量。2) 接入負反饋電阻由于的接入，擴展了的線性動態(tài)范圍，所以器件的工作狀態(tài)主要由決定，分析表明：ａ、當為小信號時，輸出電壓可表示為 （）式中： （）式（）表明，接入負反饋電阻后，為小信號時，MC1496近似為一理想的乘法器，輸出信號中只包含兩個輸入信號的和頻與差頻。ｂ、當為大信號時，輸出電壓可近似表示為　　　　　　　　 ()上式表明，為大信號時，輸出電壓與輸入信號無關。MC1496構成的振幅調制器電路如圖3所示。其中載波信號經高頻耦合電容C1從10腳輸入，C3為高頻旁路電容，使8腳接地。調制信號經低頻耦合電容C2，從1腳輸入。調幅信號從12腳單端輸出。R12可以調節(jié)ma的值，也可以是電路對稱，減小載波信號輸出。器件采用雙電源供電方式，所以5腳的偏置電阻R5接地。：①用模擬乘法器實現(xiàn)單頻調幅普通條幅波的實現(xiàn)框圖： 根據上面的引腳圖，作出如下設計：兩輸入端8和10腳直流電位均為6V，可作為載波輸入通道；Y通道兩輸入端1和4腳之間有外接調零電路；輸出端6和12腳外可接調諧于載頻的帶通濾波器；2和3腳之間外接Y通道負反饋電阻R8。若實現(xiàn)普通調幅，可通過調節(jié)10kΩ電位器RP1使1腳比4腳高，調制信號與直流電壓疊加后輸入Y通道，調節(jié)電位器可以改變Vy的大小，即改變指數Ma；若實現(xiàn)DSB調制，10kΩ電位器RP1使4腳之間直流等電位，即Y通道輸入信號僅為交流調制信號。為了減小流經電位器的電流，便于調零準確，可加大兩個750Ω電阻的阻值，比如各增大10Ω。MC1496線性區(qū)好飽和區(qū)的臨界點在1520mV左右，僅當輸入信號電壓均小于26mV時，器件才有良好的相乘作用，否則輸出電壓中會出現(xiàn)較大的非線性誤差。顯然，輸入線性動態(tài)范圍的上限值太小，不適應實際需要。為此，可在發(fā)射極引出端2腳和3腳之間根據需要接入反饋電阻R8=1kΩ，從而擴大調制信號的輸入線性動態(tài)范圍，該反饋電阻同時也影響調制器增益。增大反饋電阻，會使器件增益下降，但能改善調制信號輸入的動態(tài)范圍。MC1496可采用單電源，也可采用雙電源供電，其直流偏置由外接元器件來實現(xiàn)。1腳和4腳所接對地電阻RR6決定于溫度性能的設計要求。若要在較大的溫度變化范圍內得到較好的載波抑制效果，RR6一般不超過51Ω；當工作環(huán)境溫度變化范圍較小時，可以使用稍大的電阻。5腳電阻R7決定于偏置電流I5的設計。I5的最大額定值為10mA，通常取1mA。由圖可看出，當取I5=1mA，雙電源（+12V，8V）供電時。輸出負載為R15，亦可用L2與C7組成的并聯(lián)諧振回路作負載，其諧振頻率等于載頻，用于抑制由于非線性失真所產生的無用頻率分量。VT1所組成的射隨器用于減少負載變化和測量帶來的影響。下面是實驗電路圖：由于實驗要求中輸出信號為5V以上，即為大信號，如果用原來的電路會造成波形失真，所以需要設計帶通濾波器。帶通濾波器（bandpass filter）是一個允許特定頻段的波通過同時屏蔽其他頻段的設備。比如RLC振蕩回路就是一個模擬帶通濾波器。同步檢波又分為疊加型同步檢波和乘積型同步檢波。利用模擬乘法器的相乘原理，實現(xiàn)同步檢波是很方便的，其工作原理如下：在乘法器的一個輸入端輸入振幅調制信號如抑制載波的雙邊帶信號，另一輸入端輸入同步信號（即載波信號），經乘法器相乘，由上式可得輸出信號U0（t）為下面是同步檢波器的框圖： 檢波的物理過程如下：在高頻信號電壓的正半周時，二極管正向導通并對電容器C充電，由于二極管的正向導通電阻很小，所以充電電流iD很大，使電容器上的電壓υc很快就接近高頻電壓的峰值。充電電流的方向如左圖所示。理想情況下，峰值包絡檢波器的輸出波形應與調幅波包絡線的形狀完全相同。但實際上二者之間總會有一些差距，亦即檢波器輸波形有某些失 真。本實驗可以觀察到該檢波器的兩種特有失真：即惰性失真和負峰切割失真。惰性失真是由于負載電阻R與負載電容C選得不合適，使放電時間常數RC過大引起的。惰性失真又稱對切割失真，如左下圖所示。通常使檢波器音頻輸出電壓的負峰被切割的失真稱為負峰切割失真或底部切割失真，如右下圖所示。 下面是檢波實驗圖：結果分析：在實現(xiàn)調幅時載波信號加載在Q1，Q4 的輸入端，即IOIO10 管腳。調制信號加載在差動放大器QQ6 即管腳IOIO4。IOIO3 管腳外接電阻，以擴大調制信號動態(tài)范圍。已調制信號由雙差動放大器