【文章內容簡介】 。雖然采用分立元件會使硬件電路的設計任務加重，使電路的故障率有所提高，但是采用分立元件可以按自己的要求設計電路，并可以對系統(tǒng)的容量進行充分的冗余，而且采用分立元件最大的優(yōu)點在于最小輸出電壓可以從0V開始。參考以上兩種方案，由于設計任務要求輸出電壓從較小的電壓起調，故電壓調整電路部分采用分立元件。 閉環(huán)負反饋方法案選擇 方案一：硬件反饋直接控制。這種方法是利用兩個運放，將運放A構成電壓比較器，將設定的輸出電壓數(shù)字量經(jīng)D/A轉化后輸入運放A的同向端，而輸出的電壓經(jīng)過另一個運放B進行比例運算后輸入到運放A的反向端，這樣就形成了硬件的反饋。硬件反饋速度極快，幾乎不會產生紋波，電壓調整率好，但是硬件反饋有一個致命的缺點：容易引起系統(tǒng)震蕩，設計時需要防止系統(tǒng)的震蕩。方案二：軟件反饋控制。輸出電壓經(jīng)A/D采樣，采樣結果送給單片機，單片機采用PID算法對輸入電壓信號進行計算與分析，分析結果再通過控制D/A轉換來控制輸出，由于采用PID算法，電源的穩(wěn)定性比較高，但是軟件控制的速度受A/D、單片機、D/A處理速度的影響，A/D、D/A的轉換速度與轉換精度大致成反比，加快轉換速度會犧牲一定的控制精度，另一方面，PID控制算法涉及浮點運算，會大大降低單片機的處理速度，而且單片機一旦死機，輸出電壓就失控，保護電路也會由于單片機的失控也會隨之喪失功能。結合實際：由于MSP430的在處理、計算浮點數(shù)據(jù)與執(zhí)行大規(guī)模數(shù)據(jù)處理程序速度方面并不占優(yōu)勢，而且反饋速度慢會造成電源的輸出失控，系統(tǒng)無法正常工作，因此閉環(huán)反饋調整只有采用硬件負反饋。 輸出帶載方式直流線性穩(wěn)壓電源的輸出方式分為兩種：并聯(lián)輸出和串聯(lián)輸出。方案一：并聯(lián)輸出負載和主電路的連接方式為并聯(lián)。其中D1是穩(wěn)壓二極管，R1是限流電阻，R2是負載。由于D1與R2是并聯(lián)，所以稱并聯(lián)穩(wěn)壓電路。此電路必須接在整流濾波電路之后，上端為正下端為負。由于穩(wěn)壓管D1反向導通時兩端的電壓總保持固定值，所以在一定條件下R2兩端的電壓值也能夠保持穩(wěn)定。 硅穩(wěn)壓管穩(wěn)壓電源電路圖并聯(lián)穩(wěn)壓電源的優(yōu)點：結構簡單，調試方便，有過載自保護性能，輸出斷路時調整管不會損壞。在負載變化小時，穩(wěn)壓性能比較好。對瞬時變化的適應性較好。并聯(lián)穩(wěn)壓電路的缺點：效率較低，特別是輕負載時，電能幾乎全部消耗在限流電阻和調整管上。輸出電壓調節(jié)范圍很小。帶負載能力、穩(wěn)定度、精度比較差。適用于要求不高的小型電子設備上。方案二：串聯(lián)輸出負載和功率電路的連接方式為串聯(lián)。，T1是調整管，D1是基準電壓源，R1是限流電阻，R2是負載。由于T1基極電壓被穩(wěn)壓管D1固定在UD1，T1發(fā)射結電壓（UT1）BE在T1正常工作時基本是一個固定值（，），所以輸出電壓UO＝UD1－（UT1）BE。當輸出電壓遠大于T1發(fā)射結電壓時，可以忽略（UT1）BE，則UO≈UD1。 簡易串聯(lián)穩(wěn)壓電源電路圖簡易串聯(lián)穩(wěn)壓電源由于使用固定的基準電壓源D1，所以當需要改變輸出電壓時只有更換穩(wěn)壓管D1，這樣調整輸出電壓非常不方便，但是相對并聯(lián)輸出方式，它具有空載時的空載電流小、更高的穩(wěn)定性和控制精度、電壓調節(jié)范圍廣，適用于對電源要求較高的中小型電子儀器設備上。參考上述比較，本次設計采用方案二串聯(lián)輸出，用D/A去取代穩(wěn)壓管D1實現(xiàn)控制輸出電壓，以達到設計要求。 鍵盤論證方案一：利用I/O口直接連接獨立的按鍵。每一個按鍵對應一個I/O口，采用此方案利于軟件進行編程，每一次輸入都是確定的按鍵的響應，速度相對矩陣鍵盤較快，實現(xiàn)方式較方便，但是這樣的連接方式會浪費大量的I/O口。方案二：采用44矩陣鍵盤。采用矩陣鍵盤節(jié)省了I/O口資源，簡化硬件電路，但是軟件實現(xiàn)相對直接鍵盤控制比較困難，可采用HD7279控制芯片進行控制，簡化程序的復雜程度，但是會增加電路成本。由于獨立按鍵會浪費大量I/O口，而且采用HD7279芯片的44矩陣抗干擾能力比獨立按鍵要強得多，采用矩陣鍵盤更利于系統(tǒng)的穩(wěn)定，因此采用44矩陣鍵盤方案。 輸出顯示方式論證方案一：采用數(shù)碼管顯示。數(shù)碼管顯示的可視角度寬，顯示明顯，價格便宜，缺點：顯示信息較少，界面呆板，電路設計復雜，而且會占用較多的I/O口或者需要獨立的控制芯片。方案二：采用液晶顯示屏。12864是最常用的液晶顯示模塊，界面美觀大方，自帶字庫，有存儲器，顯示信息直觀豐富，并且采用串行控制只需要兩個I/O口就可以控制液晶顯示，外圍電路極其簡單，缺點是價格較貴。綜上考慮，友好的人機界面以及更加豐富的信息顯示可以為使用者提供很大的方便，因此輸出顯示方案采用液晶顯示。 過流保護方案論證過流保護電路是電源產品中不可缺少的一個組成部分，一旦電子產品出現(xiàn)故障時，如電子產品輸入側短路或輸出側開路時，則需要電源采取一定措施，防止功率MOSFET和輸出側設備不被燒毀。根據(jù)其控制方法大致可以分為關斷方式和限流方式。方案一：簡易限流方式。原理如下： 簡易限流電路電路正常工作吋，負載電流小，流過電阻R產生的壓降不足以使三極管Q1導通，由于Q1工作在截止時發(fā)射極電流為零，電容器C1處于未充電狀態(tài)，因此晶體管Q2也處于截止狀態(tài)。當負載電流增大，達到設定值Imax，使得R上的壓降V達到Imax R=，則Q1導通，使電容器C1充電，其充電時間常數(shù)t=R2C1，對電容快速充電，電容電壓上升，達到一定時間后電容電壓使Q2導通，通過Q2的集電極輸出一個使能信號，當過載現(xiàn)象解除后，電路可以自動恢復到正常工作狀。這種方法實現(xiàn)比較方便，電路也比較簡單，但是這種方法適用于小電流電路，而且只能限定一個輸出電流值，限流值不易調節(jié)，在現(xiàn)代電源中已經(jīng)很少采用。 方案二：數(shù)控式限流。這種方法是將一個采集串聯(lián)在負載回路的一個小電阻或者是用霍爾元件上的電壓信號，將此電壓信號與設定的限流值對應的參考電平進行比較，當采集到的電壓信號大于參考值時就采取動作，限制MOSFET的門極電壓，使電壓降低，電流不會繼續(xù)上升。采用這種方法時，由于霍爾元件取樣其體積比較大，且價格昂貴，作為一般的電源，電阻采樣完全能夠勝任，但是當取樣電流比較大時，電阻取樣會有較大的損耗，降低了變換器的效率。綜合以上兩種方案，我們需要設計一個限流值可調的線性穩(wěn)壓電源，并且由于采樣電阻采集的電壓同時可作為電流的采集值，一舉兩得，所以我們選擇方案二。第3章 硬件系統(tǒng)設計 系統(tǒng)的整體框圖及總體描述，整個系統(tǒng)的硬件電路主要包括程變壓整流部分、調整主電路、反饋電路部分、單片機控制部分、鍵盤輸入和液晶顯示部分等電路組成。 系統(tǒng)框圖設計思路如下：交流220V電能經(jīng)過變壓器降壓后轉換為低壓交流電，交流低壓電經(jīng)過整流得到有脈動的直流電，對此直流電進行濾波處理，得到平滑的直流電能，然后進入電壓調整電路；單片機將鍵盤輸入的數(shù)據(jù)進行轉化處理得到數(shù)字化數(shù)據(jù)，經(jīng)內部D/A轉化成模擬參考電平信號，同時采樣電路將輸出電壓電流采集的結果與參考電平利用運放進行比較，用運放的輸出去控制MOS功率管的門極電壓的大小來調整輸出電壓的大小，當采樣電路的采集電壓與參考電壓一致時，達到平衡狀態(tài)，實現(xiàn)穩(wěn)壓；同時采樣電路的信號經(jīng)過A/D轉換成數(shù)字信號以后送給單片機，單片機通過液晶將設定的電壓電流與實際的電壓電流等信息顯示出來，系統(tǒng)的保護主要分為三大部分：上電保護、掉電保護、過流保護，上電保護防止上電瞬間電壓過沖，掉電保護防止失電時電壓失控，過流保護防止出現(xiàn)負載電流超過預設值而發(fā)生燒毀負載的情況。 變壓器部分這一部分主要計算變壓器B次級輸出電壓UB以及變壓器的輸出功率PB。一般整流濾波電路有2V以上的電壓波動（設為ΔUD）。調整管的管壓降UDS一般應維持在2V以上，才能保證調整管T工作在線性區(qū)。本次設計的輸出電壓最大值為15V，最大輸出電流為1A，當電網(wǎng)的電壓下降10％時，變壓器次級輸出的電壓應能保證后續(xù)電路正常工作，那么變壓器B次級輸出電壓UBOMIN應該是：UBOMIN＝（ΔUD＋UDS＋UOMAX）/ （31）UBOMIN＝（2V＋2V＋15V）/＝19V/＝則變壓器B次級額定電壓為：UBO＝UBOMIN/ （32）UBO＝＝當電網(wǎng)電壓上升10％時，變壓器B的輸出功率最大。這時穩(wěn)壓電源輸出的最大電流I/OMAX為1A。此時變壓器次級電壓UBOMAX為： UBOMAX＝UBO （33）UBOMAX＝＝變壓器B1的設計功率為：PB＝UBOMAXIOMAX （34）PB1＝1A＝為保證變壓器留有一定的功率余量，并結合實際，確定變壓器B采用額定輸出電壓為雙繞組9V，額定功率為30VA的變壓器。 整流橋部分這一部分主要計算整流管的最大電流IDMAX和耐壓VDRM。由于四個整流管D1～D4參數(shù)相同，所以只需要計算其中一個的參數(shù)。在一個電源周期中，輸出電流有兩個波頭，分別流過D1～D4，反過來說流過某個二極管的電流只是輸出電流兩個波頭中的一個，故任意一個整流管的最大整流電流為：IDMAX＝IOMAX （35）IDMAX＝1A＝考慮到取樣和放大部分的電流，可選取最大電流IDMAX為1A。整流管D的耐壓VDRM即二極管承受的反向電壓的最大值，亦變壓器二次側電壓的最大值即2U2：VDRM≈UBOMAX＝UBO≈UBO (36）VDRM≈≈查閱有關整流二極管參數(shù)表，這里我們選擇額定電流1A，反向峰值電壓50V的IN4001作為整流二極管。 濾波電容部分電容的選取需要濾波電容的電容量C和其耐壓VC值。根據(jù)第二章濾波電容選擇條件公式可知濾波電容的電容量為C=3~5T2/R （37）一般系數(shù)取5，由于市電頻率是50Hz，R為負載電阻。在最極端的情況下，即輸出電壓為滿量程15V，負載電流為1A時：C＝5T/（UO/IOMAX） （38）C＝5（15V/1A）≈3333μF當市電上升10％時整流電路輸出的電壓值最大，此時濾波電容承受的最大電壓為：VC＝UBOMAX＝實際上普通電容都是標準電容值，只能選取相近的容量，這里可以選擇4700μF的鋁質電解電容。耐壓可選擇25V以上，按照2倍原則留有余量，并保證長期使用中的安全，可將濾波電容的耐壓值選大一點，這里選擇50V。 調整管電路設計調整部分主要是計算調整管T的柵極－漏極反向擊穿電壓UDSS，最大允許漏極電流ID和漏極脈沖電流幅值IDM以及最大集散功耗PDM。在最不利的情況下，市電上升10％，同時負載斷路，整流濾波后的出電壓全部加到調整管T上，這時調整管T的漏極－柵極反向擊穿電壓為：UDSS＝UBOMAX＝考慮到留有一定余量，可取UDSS為25V。當負載電流最大時最大允許漏極電流ID為：ID＝IOMAX＝1A考慮到放大取樣電路需要消耗少量電流，同時留有一定余量。這樣最大允許集電極耗散功率PDM為：PDM＝（UBOMAX－UOMIN）ID （39）PDM＝＝29W考慮到留有一定余量，可取PDM為35W。查詢晶體管參數(shù)手冊后選擇IRFU020作為調整管T。該管參數(shù)為：PDM＝42W，ID＝15A，UDSS≥50V，完全可以滿足要求。 IRFU020 示意圖（引自說明書） IRFU020 詳細參數(shù)表（引自說明書） 反饋電路設計反饋電路在各種電子電路中都獲得普遍的應用，反饋是將放大器輸出信號(電壓或電流)的一部分或全部送回到放大器輸入端與輸入信號進行比較(相加或相減)，并用比較所得的有效輸入信號去控制輸出，這就是放大器的反饋過程。凡是回到放大器輸入端的反饋信號起加強輸入原輸入信號的，使輸入信號增加的稱正反饋，反之則稱負反饋。 負反饋按其電路結構又分為：電流反饋電路和電壓反饋電路。正反饋電路多應用在電子振蕩電路上，而負反饋電路則多應用在各種高低頻放大電路上，因應用較廣，負反饋可以使放大電路的閉環(huán)增益減小，但是放大電路的許多性能指標得到了改善，如提高了電路增益的穩(wěn)定性、減小了非線性失真，抑制了干擾和噪聲、擴展了通頻帶，串聯(lián)負反饋使輸入電阻提高，并聯(lián)負反饋使輸入電阻下降，電壓負反饋降低了輸出電阻，電流負反饋使輸出電阻增加。由上面分析可以知道，雖然引入負反饋后，犧牲了放大電路的閉環(huán)增益，但與放大電路性能的改善相比還是值得的。在實際應用中，還可依據(jù)負反饋的上述作用引入符合設計要求的負反饋。所以，放大電路中經(jīng)常采用負反饋。 電壓負反饋電路 電壓負反饋電路MSP430F169內部有雙通道12位D/A轉換器，分別由芯片的5腳和6腳輸出，12位的D/A輸入最大的數(shù)字量為4095，輸出電壓等于基準源電壓，那么當D/，每個LSB就是：，若電源需要達到0～15V的調節(jié)范圍輸出，實際需要0～（因為電阻誤差和運放失調電壓會產生偏離15V）的調節(jié)范圍，那我們就把此電源看做是一個電壓放大器，增益是：G = ，則需要我們通