【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 DC/DC變換器不會(huì)進(jìn)行任何操作。但如果輸出電壓下降到設(shè)定電壓以下，DC/DC變換器會(huì)再次開始開關(guān)，使輸出電壓達(dá)到設(shè)定電壓。PWM控制也是與頻率同步進(jìn)行開關(guān)，但是它會(huì)在達(dá)到升壓設(shè)定值時(shí)，盡量減少流入線圈的電流，調(diào)整升壓使其與設(shè)定電壓保持一致。 與PWM相比，PFM的輸出電流小，但是因PFM控制的DC/DC變換器在達(dá)到設(shè)定電壓以上時(shí)就會(huì)停止動(dòng)作，所以消耗的電流就會(huì)變得很小。因此，消耗電流的減少可改進(jìn)低負(fù)荷時(shí)的效率。PWM在低負(fù)荷時(shí)雖然效率較遜色，但是因其紋波電壓小，且開關(guān)頻率固定，所以噪聲濾波器設(shè)計(jì)比較容易，消除噪聲也較簡(jiǎn)單。 若需同時(shí)具備PFM與PWM的優(yōu)點(diǎn)的話，可選擇PWM/PFM切換控制式DC/DC變換器。此功能是在重負(fù)荷時(shí)由PWM控制，低負(fù)荷時(shí)自動(dòng)切換到PFM控制，即在一款產(chǎn)品中同時(shí)具備PWM的優(yōu)點(diǎn)與PFM的優(yōu)點(diǎn)。在備有待機(jī)模式的系統(tǒng)中，采用PFM/PWM切換控制的產(chǎn)品能得到較高效率。 PFM相比較PWM主要優(yōu)點(diǎn)在于效率： 1）對(duì)于外圍電路一樣的PFM和PWM而言,其峰值效率PFM與PWM相當(dāng),但在峰值效率以前,PFM的效率遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于PWM的效率,這是PFM的主要優(yōu)勢(shì)。 2）PWM由于誤差放大器的影響，回路增益及響應(yīng)速度受到限制，PFM具有較快的響應(yīng)速度 。PFM相比較PWM主要缺點(diǎn)在于濾波困難 ：1)濾波困難（諧波頻譜太寬）。 2)峰值效率以前,PFM的頻率低于PWM的頻率,會(huì)造成輸出紋波比PWM偏大。 3)PFM控制相比PWM控制IC價(jià)格要貴。 PFM之所以應(yīng)用沒有PWM多最主要的一個(gè)原因就是另外一個(gè)原因就是PWM的巨大優(yōu)點(diǎn)了：控制方法實(shí)現(xiàn)起來容易，PFM控制方法實(shí)現(xiàn)起來不太容易[6]。DCDC變換器從控制模式上可以分為兩類，即電壓模式控制(Voltage Mede Control)和電流模式控制(Current Mode Control)。由于本文設(shè)計(jì)采用的PWM調(diào)整方式，下面分別介紹PWM調(diào)制方式下的電壓模式控制和電流模式控制。PWM電壓型控制的基本原理就是通過誤差放大器輸出信號(hào)與一定的鋸齒波進(jìn)行比較，產(chǎn)生控制用的PWM信號(hào)。： PWM電壓型控制原理圖其原理為：電源輸出反饋電壓Vsens與參考電壓Vref比較放大，得到誤差信號(hào)Error，Error和鋸齒波信號(hào)比較后，PWM比較器輸出一系列脈沖，這些脈沖的寬度隨誤差信號(hào)Verror的變化而變化，而這些脈沖寬度決定了輸出能量的大小。當(dāng)負(fù)載消耗能量增大時(shí)，脈沖寬度增大，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間增大，而負(fù)載消耗能量減小時(shí)，輸出脈沖寬度減小，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間減小，從而維持輸出電壓恒定。這種電壓控制開關(guān)電源只需要一個(gè)反饋信號(hào)用于實(shí)現(xiàn)整個(gè)電路的負(fù)反饋而維持輸出恒定。從控制理論的角度來講，電壓型控制方式在整個(gè)控制電路中只有一個(gè)反饋環(huán)路，是一種單環(huán)控制系統(tǒng)。電壓控制型變換器是一個(gè)二階系統(tǒng)，它有兩個(gè)狀態(tài)變量：:輸出濾波電容的電壓和輸出濾波電感的電流。二階系統(tǒng)是一個(gè)有條件穩(wěn)定系統(tǒng)，只有對(duì)控制電路進(jìn)行精心的設(shè)計(jì)和計(jì)算后，在滿足一定的條件下，閉環(huán)系統(tǒng)方能穩(wěn)定的工作]。開關(guān)電源的電流均流經(jīng)電感，對(duì)于電壓信號(hào)90176。的相位延遲。因此，僅用電壓采樣的方法穩(wěn)壓，響應(yīng)速度慢，穩(wěn)定性差，甚至在大信號(hào)變動(dòng)時(shí)產(chǎn)生振蕩，從而損壞功率器件，以致在推挽和全橋等電路中引起變壓器偏磁化飽和而產(chǎn)生電流尖峰，最終導(dǎo)致線路工作失常。電壓型控制的優(yōu)點(diǎn)是：l)單環(huán)反饋的設(shè)計(jì)和分析較易進(jìn)行；2)鋸齒波振幅較大，對(duì)穩(wěn)定的調(diào)制過程可提供較好的噪聲余裕；3)低阻抗功率輸出，對(duì)多輸出電源具有較好的交互調(diào)節(jié)特性。電壓型控制的缺點(diǎn)是：l)動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度較慢；2)輸出濾波器對(duì)控制環(huán)增加了兩個(gè)極點(diǎn)，這就需要增加一個(gè)零點(diǎn)補(bǔ)償；3)由于環(huán)路增益隨輸入電、壓而變，使得補(bǔ)償變得更加復(fù)雜化[5]。針對(duì)電壓模式控制的缺點(diǎn)，最近十幾年發(fā)展起來了電流模式控制技術(shù)。電流模式控制可分為峰值電流模式(PCM)控制和平均電流模式(ACM)控制，ACM在PCM的基礎(chǔ)上發(fā)展而來。通常情況下所指電流模式為峰值電流模式控制。電流控制模式是在電壓控制模式的基礎(chǔ)上，增加一個(gè)電流負(fù)反饋的環(huán)節(jié)，電感電流不再是一個(gè)獨(dú)立變量，從而使開關(guān)變換器成為一個(gè)一階無條件的穩(wěn)定系統(tǒng)，它只有單個(gè)極點(diǎn)和90176。相位滯后，從而很容易不受約束地得到大的開環(huán)增益和完善的小信號(hào)、大信號(hào)特性。根據(jù)最優(yōu)控制理論，實(shí)現(xiàn)全狀態(tài)反饋的系統(tǒng)是最優(yōu)控制系統(tǒng)，可以實(shí)現(xiàn)最小的動(dòng)態(tài)響應(yīng)的誤差平方積分指標(biāo)。因此，取輸出電壓和電感電流兩種反饋信號(hào)實(shí)現(xiàn)雙環(huán)控制是符合最優(yōu)控制規(guī)律的。 PWM峰值電流型控制原理圖。與電壓型控制不同的是，電流型控制PWM較器的入由電壓模式控制中的鋸齒波信號(hào)，換成了對(duì)電感電流采樣值所轉(zhuǎn)換成的電壓VS。每個(gè)期中，振蕩器輸出的脈沖開啟開關(guān)管，當(dāng)電感電流感應(yīng)電壓VS達(dá)到VE電平時(shí)，PWM較器狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，開關(guān)管截止。從圖10可以看出，與單一閉環(huán)的電壓控制模式相比，電流模式控制是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)由輸出電壓反饋電路形成，由電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)，即內(nèi)環(huán)電流在每一開關(guān)周期內(nèi)上升，直到達(dá)到電壓外環(huán)設(shè)定的誤差電壓閩值。電流內(nèi)環(huán)是瞬時(shí)快速進(jìn)行逐個(gè)脈沖比較工作的，并且檢測(cè)輸出電感電流的動(dòng)態(tài)變化，電壓外環(huán)只負(fù)責(zé)控制輸出電壓。因此電流型控制模式具有比起電壓型控制模式大得多的帶寬。無論是理論分析還是電路測(cè)試，都證明電流型控制比電壓型控制有許多優(yōu)點(diǎn)，歸納起來主要有以下幾點(diǎn)：(1)瞬態(tài)閉環(huán)響應(yīng)快，對(duì)輸入電壓的變化和輸出負(fù)載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)均很快；(2)具有瞬時(shí)峰值電流限流功能，不會(huì)因過流而使開關(guān)管損壞，大大減小過載與短路的保護(hù)(3)整個(gè)反饋電路變成了一階電路，因此誤差放大器的控制環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)得以簡(jiǎn)化，穩(wěn)定度得以提高且易于補(bǔ)償；(4)輸出電壓紋波較小。正是基于電流控制模式引入的優(yōu)秀的線性調(diào)整率，負(fù)載調(diào)整率和瞬態(tài)特性，本文設(shè)計(jì)的控制芯片選取了峰值電流控制PWM調(diào)制方式。但是，峰值電流控制型DC/DC變換器本身也有缺點(diǎn)和問題： (1)當(dāng)占空比大于50%時(shí)，控制環(huán)變得不穩(wěn)定，抗干擾性能差，需要斜坡補(bǔ)償；(2)因控制信號(hào)來自輸出電流，功率級(jí)電路的諧振會(huì)給控制環(huán)帶來噪聲；(3)電感峰值電流與平均電流有誤差；(4)需要雙環(huán)控制，增加了電路設(shè)計(jì)和分析的難度[7]。3 開關(guān)電源主電路的設(shè)計(jì) 直流逆變推挽式結(jié)構(gòu)。 推挽逆變高頻變壓全橋整流電路通過控制兩個(gè)開關(guān)管S1和S2以相同的開關(guān)頻率交替導(dǎo)通，且每個(gè)開關(guān)管的占空比d 均小于50%，留出一定死區(qū)時(shí)間以避免S1和S2同時(shí)導(dǎo)通。由前級(jí)推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)榻涣鞲哳l低電壓，送至高頻變壓器原邊，并通過變壓器耦合，在副邊得到交流高頻高電壓，再經(jīng)過由反向快速恢復(fù)二極管FRD構(gòu)成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓。由于開關(guān)管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2U1，而電流則是額定電流，所以，推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場(chǎng)合。當(dāng)S1開通時(shí)，其漏源電壓uds1只是一個(gè)開關(guān)管的導(dǎo)通壓降，在理想情況下可假定uds1=0，而此時(shí)由于在繞組中會(huì)產(chǎn)生一個(gè)感應(yīng)電壓，并且根據(jù)變壓器初級(jí)繞組的同名端關(guān)系，該感應(yīng)電壓也會(huì)疊加到關(guān)斷的S2上，從而使S2在關(guān)斷時(shí)承受的電壓是輸入電壓與感應(yīng)電壓之和約為2Ui。在實(shí)際中，變壓器的漏感會(huì)產(chǎn)生很大的尖峰電壓加在P 兩端，從而引起大的關(guān)斷損耗，變換器的效率因受變壓器漏感的限制，不是很高。在S1和S2的漏極之間接上RC緩沖電路，也稱為吸收電路，用來抑制尖峰電壓的產(chǎn)生。并且為了給能量回饋提供反饋回路，在S1和S2兩端都反并聯(lián)上續(xù)流二極管FWD[8]。 為了減少輸入電壓的脈動(dòng)，我們常采用輸入端并聯(lián)大電解電容的方法來實(shí)現(xiàn)。電容選得太大會(huì)影響到控制環(huán)路的響應(yīng)速度。太小，電壓的脈動(dòng)又無法解決。因此，對(duì)所需電容的容值進(jìn)行具體的計(jì)算。計(jì)算過程如下:由于傳輸最大功率為P0并聯(lián)電容為無損元件，則由輸入輸出功率相等可知電流脈動(dòng)可轉(zhuǎn)化為電壓的脈動(dòng)，則考慮一個(gè)周期內(nèi)輸入濾波電容C所提供的能量約計(jì)算見式（）： （）每個(gè)半周期輸入濾波電容提供的能量計(jì)算見式（）： （）考慮到輸入電壓波動(dòng)，實(shí)際電路中由于鋁電解電容ESR和自身電感較大，不能承受較高頻率的電流紋波，會(huì)引起發(fā)熱，一般用于低頻濾波。且變壓器漏感和線路電感會(huì)導(dǎo)致電流紋波增大。為減小ESR，實(shí)際電路采用2x470uF/400V的電解電容。由于輸入電源和開關(guān)器件之間線路電感的存在，還需并聯(lián)ESR更小的高頻電容，以消除開關(guān)瞬間的電壓電流尖峰。在設(shè)計(jì)變換器輸出濾波電感時(shí)要求輸出濾波電感在某一個(gè)最小電流I保持連續(xù)。電感Lf的最小值應(yīng)為見式（）： （）1）計(jì)算交流輸出電壓見式（）和（）： （） （）K為輸入電壓波動(dòng)系數(shù)。2）計(jì)算AP值見式（）： （）原邊參數(shù)計(jì)算：3） 計(jì)算最小占空比見式（）： （）4)計(jì)算初級(jí)匝數(shù)見式（）：