【文章內容簡介】 頻紋波和沖擊電流，而這些調頻紋波主要是由逆變器濾波輸出前的電壓信號Uc產生的，所以分析Uab1至輸出電流Ig的傳統(tǒng)函數G(s)。將s=jw代入上式，在低頻段其傳遞函數G(jw)可近似為不同的文獻對于并網電感L2的選擇不同，一般取L2=kL1。根據前面所取的L1值，分別取k=k=2，可得到兩個不同的L2的值，比較其對應的傳遞函數分別為G1(s)和G2(s)。圖中虛線為L2=L1時幅頻特性，實線為L2=L1時的幅頻特性，LCL濾波器高頻衰減性能較好,k的取值不同只會影響高頻段諧振頻率的大小,較小的k值使其諧振頻率變大,較大的k值會使其諧振頻率變小,而其低頻段的幅頻特性基本相似。另一方面,由于L2是由隔離工頻變壓器的漏感來充當的,考慮到實際所采用隔離變壓器的情況,。在LCL濾波器的參數選擇過程中,要注意在電容與電感的選擇上是需要折衷考慮的,電容愈大,流入電容的無功電流就愈大,則電感上的電流和開關的電流也就越大,從而降低系統(tǒng)的效率。電容愈小,則電感需要增大,使得電感上的壓降增大。=、L2=，不同電容C時LCL濾波器的幅頻特性,。在電感一定的情況下,不同的電容參數值并不改變其低頻特性,只是隨著電容C的增大其諧振頻率向減小方向移動。所以可根據一定量的無功功率來計算電容的大小,一般取15%的額定功率來設計,其計算公式如上。（ 代入數據,PN=1kW,Urms=220V, ?g=50Hz ） 可得C=。所以在綜合考慮系統(tǒng)效率和性能優(yōu)化之后,并兼顧前面設計參數C的取值范圍,電容的最終實際取值為10181。F。通過以上對LCL濾波的參數設計與分析結果,論文最終所選取的參數為：L1=，L2=，C=10uF。3 光伏并網逆變器控制策略及模型的研究根據直流側濾波結構的形式,逆變器可分為電壓源和電流源兩類。電壓源逆變器直流端并聯大電容,它既抑制直流電壓紋波,減小直流電源內阻,使直流側近似為恒壓源,另方面又為來自交流側無功電流的流傳提供通路；而電流源逆變器在其直流輸入側需串聯一個大電感,來抑制直流電流的紋波,使直流側近似為恒流源,但是大電感的存在將導致系統(tǒng)的動態(tài)響應變差。目前光伏并網逆變器大部分采用電壓源逆變器,因此,論文本節(jié)注重分析研究電壓源逆變器的控制策略。 按其控制對象的不同,并網逆變器的輸出控制方式有電壓控制和電流控制兩種,與之對應的逆變器名稱分別為電壓型逆變器和電流型逆變器。在逆變器與電網進行并聯運行時,電網可看作一個容量無窮大的交流電壓源。如果并網逆變器采用電壓控制方式,則系統(tǒng)就相當于兩個電壓源并聯運行。為了確保系統(tǒng)能夠穩(wěn)定并網運行,就必須利用鎖相控制技術,使并網逆變器的輸出電壓與電網電壓同步,并在此基礎上通過調整其輸出電壓的幅值及相位來調節(jié)其輸出電流的大小,從而實現其輸出功率的調節(jié)。逆變器輸出電壓的頻率、幅值和相位必須與電網電壓的頻率、幅值和相位一致,以減小并聯環(huán)流的產生。而對于采用電流控制方式的并網逆變器,只需要控制逆變器的輸出電流跟蹤電網電壓,同時設定輸出電流的大小,就可以實現的穩(wěn)定并網運行,其控制方法相對簡單,效果也較好,因此得到了廣泛應用。電壓源電壓控制策略的控制對象雖然是輸出電壓,但是由于逆變器在并網運行時,其輸出電壓即為電網電壓,所以必須通過調節(jié)輸出電流以達到其輸出功率調節(jié)的目標。這種并網控制策略下,主要是通過模擬或數字采樣得到逆變器輸出電流的大小,一般以其有效值或平均值作為反饋量來控制輸出電壓的大小。采樣并網電流Ig幾作為反饋量,與設定值比較后作為電壓反饋控制的參考基準Ure?；同時電流Ig的過零用于改變Ure?的相位來調節(jié)輸出電壓的相位,使輸出電流Ig與電網電壓的相位差為零,即同相,以實現其向電網輸出功率大小的調節(jié)。電壓源電流控制采用的是輸出電流反饋的電流源工作模式,它直接控制并網逆變器輸出電流的幅值和相位。該控制策略主要有電流瞬時值反饋與三角波比較控制、電流瞬時值反饋滯環(huán)控制、復合控制、重復控制和無差拍控制等。下面主要介紹一下電流瞬時值反饋與三角波比較控制和電流瞬時值反饋滯環(huán)控制。（1）電流瞬時值反饋與三角波比較控制該控制策略是將并網逆變器的輸出電流反饋量與參考電流比較后,通過控制器調節(jié),再與高頻三角波進行比較,從而生成SPWM信號來控制逆變器的輸出電流,。圖中控制器多采用比例或比例積分調節(jié),該方法實現簡單、可靠,但是存在響應速度慢,輸出電流相位漂移的問題。（2）電流瞬時值反饋滯環(huán)控制,該控制策略是將并網電流與參考電流進行比較,兩者的偏差Ig作為滯環(huán)比較控制器的輸入,通過滯環(huán)比較器產生控制功率器件通、斷的PWM信號,實現對并網電流的控制。它具有控制簡單、實時控制、電流響應速度快、輸出電流電壓波形不含有特定次諧波等優(yōu)點,但是功率管開關頻率隨負載電流變化而變化,同樣逆變器輸出電壓的諧波頻率也隨之變化,增加輸出濾波器的設計難度。在光伏發(fā)電系統(tǒng)中,并網逆變器工作過程存在兩個擾動因素：光伏陣列的輸出功率和電網電壓。由于電網電壓的幅值、頻率和相位變化范圍小,設計中主要考慮光伏陣列的輸出功率變化對逆變器的干擾。由于并網逆變器輸出電壓控制方法存在鎖相回路的響應較慢、輸出電壓不易精確控制、可能出現環(huán)流等問題,如不采取附加措施,一般不易獲得優(yōu)異的性能,因此并網逆變器一般均采用電流控制方式。論文采用電流瞬時值反饋與三角波比較控制策略,其控制器采用技術比較成熟、實現比較簡單的比例積分(PI)控制方法。逆變器電流控制策略必須要確定出逆變器的輸出參考電流。圖中Vpv為光伏陣列的輸出電壓、Ipv為光伏陣列的輸出電流、Ug為電網電壓的有效值。系統(tǒng)運行時,光伏陣列的輸出功率Ppv可由Vpv、Ipv相乘得到,扣除電路中的損耗后便是逆變器理論上的輸出功率Pout,Pout除以電網電壓有效值Ug,即可得到逆變器參考控制電流有效值Ire?、Ire?再根據電網的相位關系即可得到逆變器輸出電流參考信號ire?。 單極倍頻枷調制逆變器的模型在逆變電路控制模型中,調制正弦波和三角波比較得到的脈沖序列去控制各功率開關器件。由于開關狀態(tài)是不連續(xù)的,分析時采用狀態(tài)空間平均法。狀態(tài)空間平均法是基于輸出頻率?（50Hz）遠小于輸出電路的載波頻率?c（40kHz）關的情況下,將輸出電壓uab在一個載波周期Tc內的平均值ūab近似看作輸出電壓基波分量的瞬時值uab1,(),即由于Tc171。T,因此在一個電路載波周期中,原來按輸出頻率隨時間變化的正弦調制信號um可近似視為恒值,。利用簡單的幾何關系可得到且上式中綜上可得： 綜上等式有 上式中，在直流側電壓Ud不變時為一變量，由（）可見，當調制信號um為一連續(xù)的模擬變量時，ūab也為連續(xù)模擬變量，根據式（）可得出逆變器在單極倍頻SPWM調制下的平均值模型，即下面將利用這個平均值模型對并網逆變器的控制系統(tǒng)進行分析與設計。論文根據已經選定的光伏并網逆變器控制策略和實現方法,采用BODE圖穩(wěn)定判斷法,討論閉環(huán)控制電路中的參數設計和系統(tǒng)控制的模型分析。、設計與仿真在并網運行模式下,逆變器的輸出控制為電流控制模式,逆變器相當于一個電流源。本小節(jié)首先對其控制系統(tǒng)進行分析,其次進行閉環(huán)設計,最后利用設計選取的系統(tǒng)參數進行Saber仿真,驗證系統(tǒng)分析與設計的可行性和準確性。在并網運行時,加入消峰環(huán)節(jié),考慮到其中隔離變壓器的變比為1:1, 并網運行模式瞬時電流控制等效電路框圖（1）正弦參考波和三角載波的確定在逆變器并網運行模式下，如果輸出電流的采樣系數取值適合，正弦參考波和三角波的取值可與獨立運行模式下相同。由于逆變器的最大輸出功率為1kW，并網工作時市電電壓有效值為220V，則其額定輸出電流峰值為179。.43A，電流采樣系數，在市電電壓正常范圍：220177。10%（即198V～242V），～，則可設定正弦波的范圍：0≦Vre?m≦（即0≦Vre?≦）。（2）系統(tǒng)特性與分析在并網運行模式時。 逆變器瞬時電流反饋控制系統(tǒng)框圖 ▲ 主電路參數在并網運行模式下，逆變器的主電路是再獨立運行模式的基之上，增加了一個隔離變壓器，其副邊漏感L2=，反饋量的采樣為輸出電流信號，所以根據前面分析內容，其主電路參數的選取如表31所示。 表31 并網運行模式設計要求與主電路參數一覽表 ▲濾波器傳遞函數Gi(s)根據濾波結構（(b)所示）的參數,推導uab1到ig(s)的傳遞函數Gi(s)如下式所示：▲系統(tǒng)的開環(huán)頻率特性分析與補償設計系統(tǒng)未經過校正之前的開環(huán)傳遞函數為將31中的參數分別代入上式,利