【文章內容簡介】 Buck電路中的電感L和電容C組成低通濾波器，此濾波器的設計原則是，使輸出電壓的直流分量可以通過，抑制輸出電壓的開關頻率及其諧波分量通過。但是，構建一個能夠讓直流分量通過而且完全濾除開關頻率及其諧波分量的完美的濾波器是不可能的，所以，在輸出中至少有一小部分是由于開關產生的高頻諧波[16]。因此，可以表達為 （34） 輸出電壓波形所以實際的輸出電壓由所需要的直流分量加少量的交流分量所組成，交流分量由低通濾波器未能完全衰減的開關諧波所產生。 由于直流變換器的作用使產生所需的直流的輸出，因此希望輸出電壓開關紋波應很小。所以，通?？梢约僭O開關紋波的幅值遠遠小于直流分量，即 （35）因此，輸出電壓近似為直流分量，而忽略其小紋波成分，即 （36）上述近似稱為小紋波近似，或稱線性紋波近似，可大大簡化變換器波形的分析。 下面分析電感電流波形，進而得出電感的計算公式。通過電感電壓波形的積分可以得到電感電流。開關在位置1時，電感在左側與輸入電壓相連，（a）。電感電壓為 （37）（a） （b） DC/DC原理圖如上所述，輸出電壓為其直流分量加小的交流紋波成分。采用小紋波近似，式（36）中的用其直流分量代替，得到 （38）開關在位置1時，電感電壓等于，（b）所示。電感電壓方程為 （39）在第一個子區(qū)間，由上式可以解得電感電流波形的斜率為 （310）由于開關在位置1時，電感電壓近似為常量，因此電感電流的變化率也近似為常數，電感電流線性上升。 當在第二個子區(qū)間，開關處于位置2時，電感的左端與參考地相連，（b）所示。所以，在第二個子區(qū)間，電感電壓為 （311）采用小紋波近似式（36）得到 （312）所以，當開關處于位置2時的電感電壓為常量，（b）所示。將式（312）代入式（39）中，得到電感電流的斜率為 （313）因此，在第二個子區(qū)間，電感電流的變化率為一負的常量。 現在，電感電流的波形如下圖所示，電感電流從初始值開始。在第一個子區(qū)間開關處于位置1時，電感電流以斜率上升。在時刻，（313）所給出的斜率下降。在時刻，開關轉回位置1，以下過程重復。 下面計算電感電流紋波。，電感電流峰值等于其直流分量I加上峰值至平均值的紋波。此峰值電流不僅流過電感，而且流過半導體器件。當確定這些器件的參數時，需要知道峰值電流。 電感電流 已知在第一個子區(qū)間中的電感電流流的斜率和第一個子區(qū)間的長度，可以計算其紋波幅值，的波形關于I對稱，因此在第一個子區(qū)間中的電流上升（是紋波峰值，因此紋波峰值為）。所以 的變化量=斜率子區(qū)間長度電感電流的紋波為 （314）的典型值是在滿載時的直流分量I的10%~20%。不希望太大，否則增大流過電感和半導體開關器件的電流峰值，從而將增加功率損耗和體積。 可以通過選擇合適的電感值來得到所希望的電流紋波。由式（314）得到 （315）通常式（315）被用來選擇Buck變換器的電感值。 把（316）式進一步轉化得到 （316）其中為Buck電路最大占空比，為開關管的開關頻率，為最大輸出電流，為輸入電壓。 電感值的計算 因為開關頻率對DCDC電路變換的效率影響非常大。如果太高，可以使充電電感和濾波電容體積減小，但是充電電感的渦流損耗，磁滯損耗及其其他元件的分別參數的影響加大造成的其他元件損耗加大。如果太低，充電電感，濾波電容的體積太大，在保證充電電感量的前提下，線圈匝數真多，銅損耗加大。綜合考慮各種因素，這里設計開關管的開關頻率，則根據實際設計，可以求得震蕩電阻為47K，震蕩電容為1000pF。 對于最大占空比，選擇（因為負載可變，輸出電壓也是可變的，所以這里選取的最大占空比，使負載可變范圍加大），而最大輸出電流，，從而可以得到 濾波電容的計算 而關于濾波電容的選擇，電容需要濾掉主要的開關紋波，選擇電容C足夠大，以使開關頻率時的電容值阻抗遠小于負載阻抗R，因此幾乎所有的電感電流紋波流經電容，而流經負載電阻阻抗R的紋波非常小，電容電流波形等于電感電流波形去掉直流成分后的交流成分。輸出濾波電容的選取決定了輸出紋波電壓，紋波電壓與電容的等效的串聯電阻ESR有關，電容的紋波電流要大于電路中的紋波電流。這里選取兩個470uf/16V的電容并聯，這樣就可以降低了等效的串聯電阻。對于Buck電路，通過對電路的理想工作狀態(tài)(器件均為理想 器件，開關管快速導通截止，導通時壓降為0，輸出電壓紋波忽略不計)進行分析，可得出此電路中，晶體管上的峰值電壓即為輸入電壓Vs，峰值電流 （317）其中，在臨界狀態(tài)下，為開關管V的接通時間占空比， T為開關周期。通過這個電路可以看出，開關管是變換器電路中的關鍵器件之一，在開關電源的設計中，經常使用的開關管是MOSFET和IGBT，小功率變換器上也延 續(xù)使用雙極型晶體管，下面重點對MOSFET和IGBT的參數特性進行介紹。功率比較小的單管變換器的主開關通常采用 MOSFET，其優(yōu)點是電壓型控制，所需要的驅動功率低，低電壓器件中MOSFET的開關速度是最佳的。MOSFET主要有以下幾個參數：漏源擊穿電壓，這個電壓決定了器件的最低額定電壓；最大漏極電流，決定了管子的額定電流，主要決定于溝道寬度；閾值電壓，應用中常將漏極上的負載短接條件下漏極電流等于1 mA時的柵極電壓定義為閾值電壓，這個值可以通過改動管子的制造工藝而調整，當環(huán)境噪聲較低時，可以選用閾值電壓較低的管子以降低所需要的輸入驅動信號電壓，而環(huán)境噪聲較高時可選用閾值電壓較高的管子以提高抗干擾能力，閾值電壓一般在1．5 V～5 V之間并隨著結溫的升高略有下降；導通電阻，這是一個非常重要的參數，決定了輸出電壓和自身的損耗。導通電阻越小的器件，制作的開關電源效率越高；最高工作頻率，在漏源電壓的作用下，電子從源區(qū)通過溝道到漏區(qū)是需要一定時間的，當控制信號的周期與此時間相當時，電子就來不及跟隨信號變化，這個信號的頻率就是MOSFET的最高工作頻率；開關速度，MOSFET的這個參數是低電壓器件中最佳的；極間電容，這是影響器件開關頻率的主要因素。在這些參數中，MOSFET的耐壓值和其導通電阻是相關聯的，隨著耐壓值的增加，導通電阻也隨之增加，MOSFET的耐壓水平由芯片的電阻率和厚度決定，而MOSFET是多數載流子導電器件，芯片電阻率直接影響器件的導通電阻，通常MOSFET的導通電阻隨耐壓的2．4—2．6次方增加，如1000 V耐壓是3O V耐壓的33．3倍，而同樣大的芯片的導通電阻將變?yōu)榇蠹s64倍，這也直接限制了MOSFET在高反壓器件中的應用。如果想保持導通電阻基本不變就需要更大的管芯面積，就需要增加封裝尺寸。如TO220封裝的耐壓為400 V的IRF740的導通電阻為0．55 Q，而電阻相近的耐壓為500 V的IRF450(導通電阻0．4 Q)則需要TO207封裝，尺寸增加將近一倍。以TO220封裝的IRF系列為例，IRF640，IRF740，IRF840的耐壓分別為200 V，400 V，500 V，導通電阻為0．18 Q，0．55 12，0．812；25℃時的額定電流為28 A，l8 A，l0 A。在一般的應用中，MOSFET的開關速度實際上是受驅動電路的驅動能力影響的，極少會出現驅動電路的驅動能力過剩而MOSFET 的速度或自身特性限制了開關速度。而同一系列的開關管，新品對驅動電路的驅動能力的要求一般會明顯降低。因此，在選擇主開關時，盡可能的選擇新品，驅動能力的要求較低，開關速度較快。IGBT在結構上與MOSFET類似，柵極、集電極與MOSFET完全相似，只是多了一個P+層，控制時有MOSFET的特點，導通時具有雙極型晶體管的特點，IGBT的特性是開通時壓降小(1000 V 的管子只有2～3 V，相對于MOSFET較小)，關斷時漏電流很小，與場效應管相當，正局部取代大功率晶體管和一些MOSFET的應用領域[6]。開關管耐壓的選擇，由于主開關的雙極型晶體管、MOSFET、IGBT的性能均隨耐壓的上升而下降，因此在選擇耐壓時并非越高越好，而是適可而止。合理的選擇主開關管的額定電壓直接影響著變換器的性能。通過了解主開關的電壓波形就可以比較準確地預計出主開關的電壓峰值。影響主開關電壓的最主要因素是占空比，其原因是根據變壓器和電感的磁通復位原則，開關管的導通時間與電源電壓積應不大于開關管的關斷時間與復位電壓的乘積。占空比越大，開關管的關斷時間越短，需要的復位電壓越高。對于不同的電路拓撲和不同的控制方式，要求開關管的額定電壓將不同。其輸入不同的電壓條件下，開關管的額定電壓與電路拓撲和控制方式的關系如下：(1)交流市電不帶有PFC(功率因數校正)功能。 橋式變換器：400—50o V； 推挽式變換器：800—900 V； 單端正／反激變換器：600～700 V； 單端正激變換器帶有有源箝位：600 V。 (2)交流市電帶有PFC功能。 橋式變換器：500—600 V； 推挽式變換器：900—1000 V； 單端正／反激變換器：800 V； 單