【文章內(nèi)容簡介】 并提供負(fù)載電流。這樣通過對開關(guān)管的合理控制，獲得與交流電源電壓同步的正弦輸入電流 本科生畢業(yè) 設(shè)計（論文） 11 波形和穩(wěn)定的直流輸出電壓。 其控制部分原理如下：主電路的輸出電壓 Uo和基準(zhǔn)電壓 Uref比較后，輸人給電壓誤差放大器UEA，整流電壓 Udc 檢測值和 UEA的輸出電壓信號共同加到乘法器的輸入端，乘法器的輸出則作為電流反饋控制的基準(zhǔn)信號，與開關(guān)電流檢測值比較后，經(jīng)電流誤差放大器 CEA 加到 PWM及驅(qū)動器，以控制開關(guān) Tr的通斷，從而使輸入電流 (即電感電流 )iL 的波形與整流電壓 Ud的波形基本一致，使電流諧波大為減少，提高了輸入端功率因數(shù)。從 上可知， APEC控制采用電流內(nèi)環(huán)、電壓外環(huán)的雙環(huán)反饋控制方法，電流內(nèi)環(huán)負(fù)責(zé)將電流參考信號與實際檢測電流信號相比較后進(jìn)行 PI調(diào)節(jié)，并產(chǎn)生最終控制信號，與三角載波比較后得到實際 PWM信號，驅(qū)動功率開關(guān)管；電壓外環(huán)負(fù)責(zé)將給定電壓與實際電壓進(jìn)行誤差放大，目標(biāo)是維持輸出電壓穩(wěn)定 [12][13]。 圖 APFC常用控制方法 以 Boost功率因數(shù)校正電路拓?fù)錇槔鶕?jù)升壓電感的電流工作方式，實現(xiàn)有源功率因數(shù)校正的方法基本上有三種： 平均電流型控制、 中頻逆變器主電路的設(shè)計與仿真 12 峰值電流型控制和滯環(huán)電流型控制 [13]。 ： 乘法器的一端輸入是／ K，其中為正弦電壓的全波整流值，另一端輸入是 PFC輸出電壓 Uo分壓后與參考電壓經(jīng)過電壓誤差放大器的誤差放大值。乘法器的乘積作為電流基準(zhǔn)，使輸入電流平均值與輸入整流電壓同相位，并接近正弦波形。檢測到的電感電流與該電流基準(zhǔn)的差由電流誤差放大器放大，放大后的平均電流誤差與鋸齒波斜波比較后，作為開關(guān)管驅(qū)動信號。由于電流環(huán)的高增益一帶寬特性，使跟蹤誤差畸變小于 1％，容易實現(xiàn)接近于 1的功率因數(shù)。其特點是工頻電流的峰值是高頻電流 的平均值，優(yōu)點是它直接控制電感平均電流，也就是輸入電流，平均電流控制不需要斜坡補償。另外， THD很小，對噪聲不敏感，電感電流峰值與平均值之間誤差小。 ： 它與平均電流控制的區(qū)別是沒有電流誤差放大器。誤差電壓信號與輸入電壓相乘后提供的電流參考信號不是與振蕩電路產(chǎn)生的鋸齒波比較，而是與檢測到的代表電感電流峰值的信號比較，比較器的輸出作為開關(guān)管的驅(qū)動信號。這種控制方法，在半個工頻周期內(nèi)占空比有時大于 ，有時小于 ，有可能產(chǎn)生次諧波振蕩，因此必須在比較器的輸人端增加一個斜率補償函數(shù)來 防止次諧波振蕩的出現(xiàn)。 ： 檢測的電流是電感電流，并且控制電路中多了一個滯環(huán)邏輯控制器。平均電流控制和峰值電流控制都是同定頻率的控制方法，而電流滯環(huán)控制則采用的是變頻控制。乘法器的輸出形成兩個基準(zhǔn)電流的上限和下限，其軌跡跟蹤正弦的線電壓波形，電感電流將會被限定在這個上下限范圍內(nèi)。電流滯環(huán)寬度決定了電流紋波的大小，它可以是固定值，也可以與瞬時平均電流成正比。這種控制方法采用變頻控制容易產(chǎn)生變頻噪聲，優(yōu)點是不需要斜率補償，穩(wěn)定性好，不容易因為噪 本科生畢業(yè) 設(shè)計（論文） 13 聲發(fā)生不穩(wěn)定振蕩。 電路分析 PFC電路 是一個電壓電流雙閉環(huán)的控制電路，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，控制輸入電流跟隨輸入電壓的波形變化；外環(huán)為電壓環(huán)，控制輸出電壓的穩(wěn)定。 （ a）峰值電流控制 （ b）滯環(huán)電流控制 中頻逆變器主電路的設(shè)計與仿真 14 （ c）峰值電流控制 圖 本設(shè)計 采用的 是固定 頻率平 均電流 控制模 式 CCM （ Current Continuous Mode）硬開關(guān) PFC控制電路。其中 Boost 主電路工作在 CCM 模式下，通過對功率管的脈寬調(diào)制實現(xiàn)功率因數(shù)校正和輸出電壓穩(wěn)定。電流誤差放大器（ CEA,Current Error Amplifier） PWM比較器 — 功率管 電流傳感電阻（ RS ）構(gòu)成了電流內(nèi)環(huán)；電壓誤差放大器（ VEA,Voltage Error Amplifier） 乘法器 電流內(nèi)環(huán) 輸出端分壓器（ R1和 R2）構(gòu)成了電壓外環(huán)。乘法器的兩端引入的是輸入電壓的前饋。當(dāng)電 路穩(wěn)定工作時， Boost 輸出端電阻分壓器將電壓誤差信號送入VEA，與 Vref 相比較產(chǎn)生電壓控制信號，同時結(jié)合前饋電壓在乘法器中產(chǎn)生電流編程信號。 CEA前的電阻網(wǎng)絡(luò)將實際電流信號與電流編程信號相減后輸入 CEA。其輸出信號再與三角波進(jìn)行比較，得到的變寬脈沖即可實現(xiàn)控制目的 [12][13]。 PI控制概念清晰、實現(xiàn)簡單、魯棒性強，是工程實踐中應(yīng)用最廣泛的控制器。同樣，它也能用于逆變器輸出波形控制。 PI 控制的原理如圖 2－ 7所示，它將偏差量 e(t)的比例環(huán)節(jié)（ P）和積分環(huán)（ I）通過線性組 合構(gòu)成控制量 u(t)，對被控對象進(jìn)行控制。其 本科生畢業(yè) 設(shè)計（論文） 15 中偏差量 e(t)由給定值 r(t)與實際輸出量 c(t)做差構(gòu)成 [21][5]。 圖 控制系統(tǒng)原理圖 在模擬控制系統(tǒng)中， PI 控制算法的表達(dá)式為： ])(1)([)( 0 ?? detetu tip TK ??? (28) 其中： Kp 是控制器的比例系數(shù)； Ti 是控制器的積分時間； e(t)是控制偏差信號； u(t)是控制器 的輸出信號。 對式（ 2－ 1）進(jìn)行拉式變換可得其傳遞函數(shù)： sssE sUsD KKTK ipip 1]11[)( )()( ????? (29) 其中 TKKipi? 是控制器的積分系數(shù)。 PI 控制校正環(huán)節(jié)包括比例環(huán)節(jié)和積分環(huán)節(jié)，這兩項控制作用相互獨立。比例環(huán)節(jié)蘊涵了動態(tài)控制過程中“現(xiàn)在”的主要信息，積分環(huán)節(jié)代表了“過去”積累的信息，這兩個環(huán)節(jié)配合得當(dāng)，可使動態(tài)過程快速、平穩(wěn)、準(zhǔn)確 ，收到良好的效果。這兩個環(huán)節(jié)的主要特點如下： （ 1） 比例控制：可以通過加大比例系數(shù)增加系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)速度，減 中頻逆變器主電路的設(shè)計與仿真 16 小系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)響應(yīng)偏差。具有調(diào)節(jié)及時的特點，其主要缺點是存在靜差。對于擾動較大，慣性較大的系統(tǒng)，單純采用比例調(diào)節(jié)器就難以兼顧動態(tài)和靜態(tài)特性； （ 2） 積分控制：可以完全消除系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)偏差，只要系統(tǒng)存在偏差，積分控制項輸出的控制量就會不斷加大，直至偏差消除為零，積分作用停止。但積 分控制作用會產(chǎn)生負(fù)相移，降低系統(tǒng)的穩(wěn)定 性。且積分的作用動作緩慢，而且在偏差剛出現(xiàn)時，調(diào)節(jié)器作用很弱，不能及時克服擾動的影響，很少被單 獨使用。 在逆變器的數(shù)字控制中，經(jīng)常需要有足夠高的處理速度，相應(yīng)的所采用的控制策略也就不能過于復(fù)雜。 PI 控制恰恰可以滿足這樣的要求，它能夠在較短的處理時間內(nèi)完成控制算法，并可以根據(jù)具體情況選擇合適的控制參數(shù)，以采取合適的過渡時間消除靜差、抑制偏差變化率等。但是早期的逆變電源的 PI 控制多采用輸出電壓平均值反饋的 PI 控制器，以調(diào)節(jié)輸出電壓的有效值，這種控制方式對于逆變器的輸出電壓波形控制是開環(huán)的，且逆變器空載時由于 LC 低通濾波器阻尼小，容易產(chǎn)生振蕩，因此很難獲得良好的動靜態(tài)性能。隨后，為了滿足高性 能指標(biāo)的要求，出現(xiàn)了采用輸出電壓瞬時值反饋 PI控制器，這種控制器由于采用了瞬時值反饋，在一定程度上保證了輸出電壓的精度，但是由于輸出電壓對于負(fù)載變化的響應(yīng)較慢，其控制效果仍然不令人滿意。為此很多學(xué)者進(jìn)行了大量的研究，并在電壓單環(huán)基礎(chǔ)上增設(shè)電流內(nèi)環(huán)，利用電流內(nèi)環(huán)快速、及時的抗擾性來有效抑制負(fù)載擾動的影響，它概念清晰、可靠性高并且實現(xiàn)簡單，系統(tǒng)具備優(yōu)異的動態(tài)特性，使得逆變電源的輸出特性得到了較大的改進(jìn)。 本科生畢業(yè) 設(shè)計（論文） 17 第 3章 DCAC基礎(chǔ)知識 全橋式逆變電路應(yīng)用廣泛 , 國內(nèi)外許 多廠家的焊機都采用此主電路結(jié)構(gòu)。全橋式電路的優(yōu)點是輸出功率較大 , 要求功率開關(guān)管耐壓較低 , 便于選管。在硬開關(guān)橋式電路中 , IGBT 在高壓下導(dǎo)通 , 在大電流下關(guān)斷 , 處于強迫開關(guān)過程 , 功率器件 IGBT 能否正?？煽渴褂闷鹬陵P(guān)重要的作用。驅(qū)動電路的作用就是將控制電路輸出的 PWM信號進(jìn)行功率放大 , 滿足驅(qū)動 IGBT 的要求。其性能直接關(guān)系到 IGBT 的開關(guān)速度和功耗、整機效率和可靠性。隨著開關(guān)工作頻率的提高 , 驅(qū)動電路的優(yōu)化設(shè)計就更為重要 [1][3]。 硬開關(guān)全橋式電路工作過程分析 全 橋式逆變主電路由功率開關(guān)管 IGBT 和中頻變壓器等主要元器件組成 , 如圖 31所示。快速恢復(fù)二極管 VD1～ VD4 與 IGBT1～ IGBT4 反向并聯(lián) , 承受負(fù)載產(chǎn)生的反向電流以保護 IGBT。 IGBT1 和 IGBT4 為一組 , IGBT2 和 IGBT3 為一組 , 每組 IGBT 同時導(dǎo)通與關(guān)斷 , 當(dāng)激勵脈沖信號輪流驅(qū)動 IGBT IGBT4 和 IGBT IGBT3 時 , 逆變主電路把直流高壓轉(zhuǎn)換為 20 kHz的交流電壓送到中頻變壓器 , 經(jīng)降壓整流濾波輸出。全橋式逆變器的一大缺陷就是存在中頻變壓器偏磁問題。正常工作情況下 , 功率開關(guān)器件在工作前半周與后半周導(dǎo)通脈寬相等 , 飽和壓降相等 , 前后半周交替通斷 , 變壓器磁心中沒有剩磁。但是 , 如果 IGBT 驅(qū)動電路輸出脈寬不對稱或其他原因 , 就會產(chǎn)生正負(fù)半周不平衡問題。此時 , 變壓器內(nèi)的磁心會在某半周積累剩磁 , 出現(xiàn)“單向偏磁”現(xiàn)象 , 經(jīng)過幾個脈沖 , 就可以使變壓器單向磁通達(dá)到飽和 , 變壓器失去作用 ,等效成短路狀態(tài) [1]。這對于 IGBT 來說 , 極其危險 , 可能引發(fā)爆炸 [1][16]。 橋式電路的另一缺點是容易產(chǎn)生直通現(xiàn)象。直通現(xiàn)象是指同橋臂 中頻逆變器主電路的設(shè)計與仿真 18 的 IGBT 在前后半周導(dǎo)通區(qū) 間出現(xiàn)重疊 , 主電路短路 , 巨大的短路電流瞬時通過 IGBT,毀壞 IGBT。針對上述兩點不足 , 從驅(qū)動的角度出發(fā) , 設(shè)計的驅(qū)動電路必須滿足四路驅(qū)動的波形完全對稱 , 嚴(yán)格限制最大工作脈寬 , 保證死區(qū)時間足夠 [16]。 圖 31. 單相全橋逆變器主回路結(jié)構(gòu)圖 IGBT的開關(guān)過程動態(tài)分析 IGBT 是 MOSFET 與雙極晶體管的復(fù)合器件 ,其驅(qū)動與 MOSFET 驅(qū)動相似 , 是電壓控制器件 , 驅(qū)動功率小。但 IGBT 的柵極與發(fā)射極之間、柵極與集電極之間存在著結(jié)間電容 , 在它的射極回路中存在著漏電感 , 由于這些分布參數(shù)的影響 , 使得 IGBT 的驅(qū)動波形與理想驅(qū)動波形產(chǎn)生較大的變化 , 并產(chǎn)生不利于 IGBT 開通和關(guān)斷的因素。 IGBT 開關(guān)等效電路如圖 32a 所示。 E 是驅(qū)動信號源 , R 是驅(qū)動電路內(nèi)阻 , Rg 為柵極串聯(lián)電阻。 Cge、 Cgc 分別為柵極與發(fā)射極、集電極之間的寄生電容 , Le 是射極回路漏電感 , 用電感 L1 與二極管VD 并聯(lián)作為負(fù)載。 IGBT 開通波形見圖 32b。 t0 時刻 , IGBT 處于關(guān)