【正文】 是每個(gè)輸出為高有效觸發(fā)（如果沒有強(qiáng)制高與低）。在外設(shè)配置寄存器中，對(duì)每一個(gè)產(chǎn)生外設(shè)中斷請(qǐng)求的事件都有中斷使能位和中斷標(biāo)志位。相當(dāng)于一周的 1/3，因此必須取載波比 N為 3的整數(shù)倍。 三相半橋逆變器雖然也有上述優(yōu)點(diǎn)，但其輸入直流電源電 壓 利用率較低， 而且相同輸出電壓時(shí)功率開關(guān)的電壓應(yīng)力較大。 輸入為頻率 50Hz、相電壓為 220V 的三相交流電，其輸出的直流電壓最大值為 √6 45 ?? 539??。該濾波器可以滿足濾波要求。 輸出濾波電路的設(shè)計(jì) LC 圖 33 LC 濾波電路 采用 SPWM控制的逆變電路 ,輸出的 SPWM波中含有大量的高頻諧波 ,加上防止上下橋臂直通而設(shè)置的死區(qū)、晶體管開關(guān)時(shí)間和功率器件參數(shù)差異等因素 ,輸出電壓中也含有一定的低次諧波 ,為了保證輸出波形諧波滿足要求 ,必須采用輸出濾波器。 控制電路由 DSP 構(gòu)成，產(chǎn)生 SPWM 信號(hào)作為驅(qū)動(dòng)電路的輸入信號(hào)，同時(shí)接收逆變器的因?yàn)楣收袭a(chǎn)生的輸入信號(hào)，使 DSP 產(chǎn)生中斷，可靠的停止逆變器的工作 。 最后，根據(jù)頻率指令值 f，查表得相應(yīng)采樣周期 Ts和調(diào)制比 M值，并把 Ts值存入寄存器 T3PR，作為中斷定時(shí)周期。通過這些值，可計(jì)算出各相的開關(guān)時(shí)間。 安徽理工大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 19 同 步 / 異 步波 形 發(fā) 生 器S V P W M 狀 態(tài) 機(jī)M U X死 區(qū)單 元D B T C O NA 死 區(qū) 定 時(shí)器 控 制 寄存 器A C T R A 全 比較 有 效 控 制寄 存 器輸 出邏 輯C O M C O N A [ 1 1 1 3 ] 比 較匹 配G P T 1 標(biāo) 志A C T R A [ 1 2 1 5 ] C O M C O N A [ 1 2 ]P H x = 1 , 2 , 3C O M C O N A [ 9 ]P W M 1P W M 2D T P H xD T P H x _ 圖 213 PWM 電路結(jié)構(gòu)框圖 DSP 中斷及中斷向量 TMS320LF240x 系列 DSP 有豐富的中斷資源，其內(nèi)核提供一個(gè)不可屏蔽的中斷 NMI 和 6個(gè)按優(yōu)先級(jí)獲得服務(wù)的可屏蔽中斷 INT1 至 INT6，采用集中化的中斷擴(kuò)展設(shè)計(jì)來(lái)滿足大量的外設(shè)中斷需求 ,即這 6個(gè)中斷級(jí)的每一個(gè)都可被很多外設(shè)中斷請(qǐng)求共享。 時(shí)間管理器（ EVA）模塊中有 3個(gè)全比較單元（比較單元 1， 2和 3），每個(gè)模塊的比較單元包括： 3 個(gè) 16位的比較寄存器，他們各帶一個(gè)可讀 /寫的影子寄存器；一個(gè)可讀 /寫的比較控制寄存器（ COMCONA 對(duì)于 EVA 模塊， COMCONB對(duì)于 EVB 模塊）；一個(gè) 16位的比較方式控制寄存器； 6 個(gè)比較 PWM（三態(tài)）輸出引腳；控制和中斷邏輯。事件管理模塊 EVA和 EVB有相同的外設(shè)寄存器，不同的程序起止地址。同理，當(dāng)正弦調(diào)制波信號(hào)瞬時(shí)值小于三角載波信號(hào)瞬時(shí)值時(shí)，比較器的輸出極性為負(fù) ,VT VT3 導(dǎo)通有效，而 VT VT4 關(guān)斷有效，即VT VT3 導(dǎo)通或 VD VD3 續(xù)流導(dǎo)通；同時(shí)， VT2(VD2)、 VT3(VD3)關(guān)斷，此時(shí)，逆變器輸出為負(fù)極性的 SPWM 電壓脈沖。同樣，在 Uo 的負(fù)半周，讓 V2 保持通態(tài)， V1 保持?jǐn)鄳B(tài)， V3 和 V4 交替通斷，負(fù)載電壓 Uo 可以得到 Ud 和 0兩 種電平。 k為偶數(shù)時(shí)是頂點(diǎn)采樣； k為奇數(shù)時(shí)是底點(diǎn)采樣。 采櫸實(shí)現(xiàn) SPWM調(diào)制方式可分為 自然 采樣法、對(duì)稱規(guī)則 采樣法和 不對(duì)稱規(guī) 劃采樣法三種。 (1)沖量 安徽理工大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 8 沖量 (指窄脈沖的面積 )相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同，即具有慣性環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同 (低頻段非常 接近，僅在高頻段略有差異 )， 如圖 23所示，其中 u(t)為電路的輸 入信號(hào)， i(t)為輸出信號(hào)。當(dāng)環(huán)境溫度過高或長(zhǎng)時(shí)間超負(fù)荷運(yùn)行，逆變器會(huì)出現(xiàn)過熱自動(dòng)安徽理工大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 6 保護(hù)，但冷卻系統(tǒng)應(yīng)繼續(xù)工作，在溫度降到一定值后，應(yīng)能自動(dòng)恢復(fù)工作。 (2)輸出電路 輸出電路一般都包括輸出濾波電路和 EMI對(duì)策電路，對(duì)直流輸出的逆變系統(tǒng)還包括輸出整流電路。1999年，香港大學(xué)的 Xiao Sun及浙大的 Frank Leung等人將神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)技術(shù)應(yīng)用到逆變器輸出波形控制上。 ② 無(wú)差拍控制是一種基于精確的 PWM逆變器模型的控制方法，它主要是實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的零極點(diǎn)對(duì)消。 （ 1)PWM軟開關(guān)技術(shù) 逆變器的脈寬調(diào)制 (PWM)技術(shù)早在晶閘管時(shí)代就已經(jīng)出現(xiàn)了，正弦脈寬調(diào)制 (SPWM)在全控型器件出現(xiàn)以后得到了迅速的發(fā)展，這種技術(shù)是用一種參考波(通常是正弦波，有時(shí)也用階梯波或方波等 )為“調(diào)制波”，而以 N倍于調(diào)制波頻率的正三角波或鋸齒波為“載波 。顯然這些要求的實(shí)現(xiàn)都離不開數(shù)字化控制技術(shù)。目前逆變電源的核心部分就是逆變器和其控制部分，雖然在控制方法上已經(jīng)趨于成熟，但是其控制方法實(shí)現(xiàn)起來(lái)還是有所困難。以實(shí)現(xiàn)所研制的逆變裝置 能 輸出標(biāo)準(zhǔn)的正弦交流電。 DSP能夠?qū)?時(shí)地讀取逆變電源的輸出，并實(shí)時(shí)地計(jì)算出 PWM輸出值，使得一些先進(jìn)的控制策略應(yīng)用于逆變電源的控制成為可能。尤其是最近幾年，微處理器用于實(shí)現(xiàn) PWM控制技術(shù)后，使得現(xiàn)代控制理論的控制方法能夠應(yīng)用于逆變器的 PWM控制，大大提高了現(xiàn)代逆變器的性能。此控制方法的數(shù)學(xué)模型與無(wú)差拍控制的一樣，一般 是 根椐時(shí)域指標(biāo) 提出 一組期望的極點(diǎn)，通過對(duì)反饋增益矩陣的設(shè)計(jì)，使閉環(huán)系統(tǒng)的極點(diǎn)恰好處于根平面上所期望的位置，以獲得期望的動(dòng)態(tài)特性即所謂的極點(diǎn)配置問題。 第一章為緒論部分，引入了 逆變 電源的 概念 ，并論述了逆變電源結(jié)構(gòu)和控制技術(shù)的 現(xiàn)狀 及 發(fā)展 趨勢(shì) 。 (4)輔助電源和保護(hù)電路 輔助電源的功能是將逆變器的輸入電壓變換成適合控制電路工作的直流電壓。 SPWM 控制技術(shù)及其原理 逆變系統(tǒng) 的 原理 本文所研究的電源是為了在輸出得到穩(wěn)壓恒頻的交流電壓信號(hào)，故采用電壓型逆變電路。例如圖 24中 a,b,c所示的三個(gè)窄脈沖形狀不同，但它們的面積（即沖量）都等于 1，那么，當(dāng)它們分別加在具有慣性的同一個(gè)環(huán)節(jié)時(shí)，其輸出響應(yīng)基本相同。 pt 為脈沖寬度 ， ? ??????? ?????? 211 s ins in212 ttMTttt ononp ?? （ 25） 式 (25)中 ， t1和 t2不但與載波比 tTTN /? (T為正弦波的周期 )有關(guān) ， 而且是幅度調(diào)制比 M的函數(shù)，求解 tl、 t2與 M的關(guān)系比較復(fù)雜。當(dāng)然由于采樣次數(shù)增大了一倍，使得數(shù)據(jù)處理量也大為增加，特別是當(dāng)載波頻率較高時(shí)，需要微處理器的運(yùn)算速度非常的快。單極性 SPWM 控制方式波形如圖 210所示。綜上所述，本系統(tǒng)采用的是以不對(duì)稱規(guī)則采樣法為基礎(chǔ)實(shí)現(xiàn)的單極性 SPWM控制。 TMS320LF2407A的定時(shí)器有如下功能 :作為常規(guī)的定時(shí) /計(jì)數(shù)器使用；用于在 TXPWM引腳上輸出頻率和脈寬可調(diào)的 PWM波；與捕捉模塊結(jié)合測(cè)量 CAPx引腳上的脈寬；定時(shí)器 3與比較模塊配合產(chǎn)生死區(qū)可調(diào)的 6個(gè) PWM控制信號(hào) :啟動(dòng)AD轉(zhuǎn)換。當(dāng)通用定時(shí)器 1 的計(jì)數(shù)器和比較單元的比較寄存器之間發(fā)生匹配且比較使能時(shí)，比較單元的比較中斷寄存器將被置位。如果一個(gè)引起中斷的外設(shè)事件發(fā)生且相應(yīng)的中斷使能位被置 1，則會(huì)產(chǎn)生一個(gè)從外設(shè)到中斷控制器的中斷請(qǐng)求，這個(gè)中斷請(qǐng)求反映了外設(shè)中斷標(biāo)志位的狀態(tài)和中斷使能位的狀態(tài)，當(dāng)中斷標(biāo)志位被清 0時(shí)，中斷請(qǐng)求也被清 0。具體體現(xiàn)為值的差異，對(duì)于同一個(gè)采樣點(diǎn) k,幅值為 1的各相電壓采樣值為： ??????? NkUU ?sin ?????? ?? 32s in ??NkU V ?????? ?? 32s in ??NkU W (k=1,2,3? ,n) （ 216） 由此，可得 U、 V、 W三相的 oft 、 ont 和 oft? 、 ont 表達(dá)式為 : 當(dāng) k為偶數(shù)時(shí)，即頂點(diǎn)采樣時(shí)， U相有 : ?????? ?? NkMTt so ffU ?s in12 安徽理工大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 21 ?????? ?? NkMTt sUon ?s in12 （ 217） 當(dāng) k為奇數(shù)時(shí)，即底點(diǎn)采樣時(shí)， U相有 : ?????? ?? NkMTt sonU ?s in12 ?????? ?? NkMTt sUoff ?s in12 （ 218） 同樣，可求得其他兩相的 oft 、 ont 值，由此可求出 U、 V、 W三相的脈沖寬度。為了獲得強(qiáng)的帶不平衡負(fù)載的 能力，兩個(gè)串聯(lián)的電解電容必須 足 夠大，從而使逆變器體積和重 量 增加。隨著負(fù)載的加重 Ud 在 ～ 之間。一般取濾波器的截止頻率 0)5~3( ffc ? ,為了避免對(duì)某次諧波過度放大 ,取 4 5 4 54 8 (34) 對(duì)電感 L和電容 C 的取值按以下方法 :根據(jù)逆變器的輸出功率和輸出電壓求得負(fù)載阻抗 ???? , 濾波器的標(biāo)稱特性阻抗R=(～ )RL,取 ????? LRR ,則 247。圖中電阻是為工作時(shí)平衡電容電壓、開機(jī)和停機(jī)時(shí)減小沖擊電壓和停機(jī)后消耗電容儲(chǔ)存電荷而設(shè)置的 ,一般取電阻為 50k? ,5～ 10W。 驅(qū)動(dòng)電路輸入信號(hào)來(lái)自 DSP，通過高速光耦 HCPL— 4504 進(jìn)行信號(hào)隔離后，產(chǎn)生滿足 IPM 可靠工作的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，送入 IPM。同時(shí)，根據(jù)負(fù)載 U/f曲線，確定頻率 f與調(diào)制比 M之間的關(guān)系，將 M值按 f遞增的順序制成表格。一個(gè)裝載周期內(nèi)，一次就必須裝載此采樣點(diǎn)各相對(duì)應(yīng)的正弦值 :CMPR CMPR CMPR6。 通過以上分析知 :軟件設(shè)定不一樣的 CMPRx的時(shí)間值就可以得到不同寬度的脈沖，從而得到 SPWM波形， CMPRx的裝載條件是周期匹配或計(jì)數(shù)器下溢匹配。 通用定時(shí)器的輸出：通用定時(shí)器比較輸出 CMPTX 、至 ADC 模塊的模數(shù)轉(zhuǎn)化啟動(dòng)信號(hào)、比較邏輯和比較單元的下溢、上溢、比較匹配和周期匹配信號(hào)、技術(shù)方向指示位 。 EVA和 EVB???? ???? ω ω O O ?????? ???? ???? 安徽理工大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 16 的定時(shí)器、比較單元以及捕獲單元的功能都相同，只是定時(shí)器和單元的名稱不同。 當(dāng)正弦調(diào)制波信號(hào)瞬時(shí)值大于三角載波信號(hào)瞬時(shí)值時(shí)，比較器的輸出極性為正， VT VT4 導(dǎo)通有效，而 VT VT3 關(guān)斷有效，即 VT VT4 導(dǎo)通或 VDVD4 續(xù)流導(dǎo)通；同時(shí)， VT2(VD2)、 VT3(VD3)關(guān)斷，此時(shí)，逆變器輸出為正極性的 SPWM 電壓脈沖。這樣， Uo 總可以得到 Ud 和零兩種電平。 圖 28 不對(duì)稱規(guī)則采樣法 由圖 28得： ? ?1s in12 tMTt soff ??? ? ?1s in12 tMTt son ??? ? ?2s in12 tMTt son ???? ? ?2s in12 tMTstoff ???? （ 28） 脈沖寬度為： ?????? ?????? )s in( s in212 21 ttMTttt tononpw ?? （ 29） 其中， 2/ts TT? （ sT 是采樣周期， tT 是三角波周期） 安徽理工大學(xué)畢業(yè)設(shè)計(jì) 12 如圖 28中，有 ,...)6,4,2,0(,21 ?? kkTt t ,...)7,5,3,1(,22 ?? kkTt t （ 210） 即 k=0,1,2,3,?。 SPWM 采樣方法對(duì)比分析 近年來(lái)，正弦脈寬調(diào)制 (SPWM)技術(shù)以其 優(yōu) 良 的傳輸特性成為電力電子 裝置中調(diào)制技術(shù)的基本方式。 SPWM 控制基礎(chǔ) 在分析 SPWM之前，必須要了解 PWM(Pulse Width Modulation， PWM)及其相關(guān)知識(shí)，這是通過對(duì)一系列脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制來(lái)等效地獲得所需波形包含形狀和幅值 )的。 ⑤過熱保護(hù)。若是交流電網(wǎng)，除了濾波和 EMI對(duì)策電路外，首先還要有整流電路。 ⑦ 神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制是近幾年來(lái)興起的一種智能控制方式， 90年代初，日本的Yoshihisa等人將人工神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)技術(shù)應(yīng)用到逆變器中，構(gòu)成一個(gè)數(shù)字電流調(diào)節(jié)器。 PID控制算法具有較快的動(dòng)、靜態(tài)響應(yīng)特性。 逆變器的 發(fā)展趨勢(shì) 影響逆變技術(shù)未來(lái)發(fā)展的主要因素是： (1)PWM軟開關(guān)技術(shù)： (2)數(shù)字化控制技術(shù)。高性能的逆變電源必須滿足：高輸入功率因數(shù)，低輸出阻抗；快速的暫態(tài)響應(yīng)，穩(wěn)態(tài)精度高；穩(wěn)定性高，效率高，可靠性高；完善的網(wǎng)絡(luò)功能；智能化；低的電磁干擾。 逆變電源的發(fā)展是和電力電子器件的發(fā)展聯(lián)系在一起的，器件的發(fā)展帶動(dòng)著逆變電源的發(fā)展。 本文 主要 分析了變頻電源技術(shù)現(xiàn)狀、發(fā)展趨勢(shì)和