【正文】 相同的載波比 F和相同的調(diào)制度 M， 載波都采用三角波 ， 為了進(jìn)行多重疊加 ， 各單元逆變器載波三角波的相位依次滯后 2π/NF進(jìn)行移相 ， N個單元逆變器共用一個正弦調(diào)制波 ， 采用輸出變壓器次級進(jìn)行串聯(lián)疊加方式的 N個移相SPWM單元逆變器的多重疊加 。 以調(diào)壓為主要目的的聯(lián)合應(yīng)用 ， 消除諧波主要靠多重疊加 ， 所以它的疊加合成波形具有多重疊加的特點 ，仍然是階梯波 ， 只不過在階梯波波形上增加了幾個反應(yīng) SPWM的小脈沖 。a載 波 三 角 波 輔 助 計 算 線 tM ?sinPckTA 1aT PkT c ?? ? cTk 21?? ?? ?????tgTTkMTTtgTTkMTTccscbccsca41si n3441si n1411????????? ?? ? ? ?? ?? ?? ? ? ?? ?? ?? ?? ?? ?cscscscbcscscscacscscscbcscscscaTkTTkMTTTkTTkMTTNTkTkMTkMTTTkTkMTkMTT????????????c o s41si n34c o s41si n1415si n1si n41si n34si n1si n41si n141111?????????????????????時當(dāng)? ?? ?? ?? ?cscscscbcscscscaTkTTkMTTTkTTkMTT??????c o s41si n34c o s41si n1411????????這兩種廣義規(guī)則采樣法的開關(guān)動作時刻都是由載波三角波達(dá)到計算采樣點值的時刻來確定的 。 23ME18 6 ??EESPWM三相逆變器的直流電壓利用率只有 ， 直流電壓沒有得到充分利用 ，其原因是一相電壓的峰值和它相電壓的反峰值之間有 60176。 2） 與相電壓控制方式比較 ， 最高輸出電壓可以提高 15% 。一個計數(shù)器由給定的時鐘驅(qū)動計數(shù)，在表格中依次查詢數(shù)據(jù)，同時把查到的數(shù)據(jù)送給 CMOS數(shù)模轉(zhuǎn)換器。 ? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ??????????????????? ???tkTkMEu sNkkNMkL c o s1si n211211 124)1(廣義規(guī)則采樣時 ， P點可以取 0～ Tc/2中的任一值 ，也即采樣點可以取在前半采樣周期中正弦調(diào)制波上的任意一點 （ 自然采樣點也在其中 ） 。 在有限的單相全橋逆變器個數(shù) N和有限的載波比 F的條件下 ， 用 N個 SPWM FBI的直接串聯(lián)疊加 ， 能夠更有效地消除低次諧波 ， 它比多重疊加法多消除 F/2倍的低次諧波 ， 比 SPWM法多消除 N倍的低次諧波 ， 故稱為無諧波 （ Harmony） 逆變器 。 調(diào) 制回 路調(diào) 制回 路EE1cu載波三角波調(diào)制波正弦三相sAu sBu sCu1OAu ? 1OBu ? 1OCu ?2OAu ? 2OBu ? 2OCu ?Au BuCuABCt?t?t?t?1cu 2cu sAu sBu0000AuBuABu2/E2/E?EE?三相 SPQM逆變器二重疊加后 ， 其輸出電壓所包含的諧波中 ， 載波的變頻諧波帶全部被消除了 ， 最低次諧波由疊加前的載波頻率上升到 2倍的載波頻率帶 。 其中死區(qū)和二極管續(xù)流是實際波形發(fā)生畸變的根本原因。 ? 3）正弦調(diào)制波 起始點的位置必須在三角波的下降沿零點處 ，在 N值很小時這一點尤為重要。 2）可以使用不可控整流橋，使系統(tǒng)對電網(wǎng)的功率因素與逆變器輸出電壓值無關(guān)。 sU c? 調(diào)制波起始點在三角波的 正負(fù)峰值 處時，輸出電壓中含有 正弦項和余弦項 ；而調(diào)制波起始點在三角波起始點在三角波 上升或下降沿零點 處時，輸出電壓中 只含正弦項 ，波形對稱于原點 。 ? 與 M=1的線性區(qū)比較，在過調(diào)制區(qū)將出現(xiàn)更多的邊頻諧波圍繞在 N及其倍數(shù)的諧波頻率中心。 ? SPWM逆變器多重疊加的聯(lián)結(jié)方式有兩種： ?變壓器連接方式 ?電抗器連接方式 ? 為了使電路簡化，多采用電抗器連接方式。 由于這種逆變器的波形改善主要是以多重疊加為主 ， SPWM主要是為了調(diào)壓 ， 所以這種移相 SPWM逆變器多重疊加方式很適合于大容量與特大容量逆變器使用 。 規(guī)則采樣法：在載波三角波的固定點對正弦波進(jìn)行采樣 ， 以確定脈沖的前沿和后沿時刻 ， 而并不管此時是否發(fā)生正弦調(diào)制波與載波三角波相交 。 用微型計算機(jī)程序控制 ， 配合集成電路 PWM調(diào)制器（ 如 SLE4520集成塊 ） ， 用最少的元器件可以直接獲得脈寬調(diào)制波 。 這種方式是在三相半波的三個橋臂中 ， 使一個橋臂的通斷狀態(tài)固定不變 ， 只調(diào)節(jié)其它兩個橋臂 ， 因此稱這種調(diào)節(jié)方式為兩橋臂調(diào)制或兩相調(diào)制 。 在實際應(yīng)用中 ， 負(fù)載往往沒有中性點 ， 因此所需要的自由度就少了一個 ， 這時如果采用線電壓控制自由度就夠了 ， 并且還多出一個自由度 。雖然技術(shù)問題還有待進(jìn)一步開發(fā) ， 但確有廣泛的發(fā)展前途 。 當(dāng) N小于 11時 ， 諧波成分增大 ， 尤其是低次諧波成分增大 ， 使鄰近頻譜瓣之間發(fā)成重疊 ， 導(dǎo)致不同頻譜瓣諧波分量疊加 。 直接串聯(lián)疊加方式中的單相全橋逆變器 FBI，可以工作在二階 SPWM狀態(tài) ， 也可以工作在三階SPWM狀態(tài) ， 并且其中的每一個 FBI都工作在三階SPWM狀態(tài)時 ， 就可以使輸出電壓波形得到進(jìn)一步的改善 。 ， 這樣就可以得到左側(cè)的波形 。 ? M過大時， SPWM演變到方波區(qū)，輸出電壓的幅值不能再通過 SPWM調(diào)制方法改變。 ? 就輸出波形而言， N=奇數(shù)為好，它可以使輸出電壓中的諧波全為奇次諧波，所得到的波形既對稱于原點，又對稱于縱軸（鏡對稱），所以是奇次諧波函數(shù)。由于正三角波或鋸齒波的上下寬度是線性變化的波形，因此它與調(diào)制波相交時，就可以得到一組幅值相等，而寬度正比于調(diào)制波函數(shù)值的矩形脈沖序列用來等效調(diào)制波，用開關(guān)量取代模擬量，并通過對逆變器開關(guān)管的通斷控制，把直流電變成交流電，這一種技術(shù)就叫做脈寬調(diào)制技術(shù)。 為了得到較好的輸出波形，必須做到以下三點： ? 1） SPWM中的調(diào)制波與載波必須同步工作，即 N=正整數(shù) 。 ? 死區(qū)的設(shè)置方式有兩種： ? 一種是提前一半死區(qū)時間關(guān)斷，延滯一半死區(qū)時間開通，稱為 雙邊對稱設(shè)置 ； ? 另一種是按時關(guān)斷，延滯死區(qū)時間開通，稱為 單邊不對稱設(shè)置 。 E/2和 177。在輸出電壓的雙重傅里葉級數(shù)中可以消除 NF177。 Browse SPWM規(guī)則采樣的原理為：正弦調(diào)制波在選定的采樣點的值 被存儲在“采樣保持電路”中，此采樣法選定的采樣時刻為載波三角波的正峰值時刻，采樣周期為載波三角波周期的一半，而且在一個采樣周期 中保持恒定不變，這樣就得到了一個采樣保持式的梯形調(diào)制波 B，取代了原來的正弦調(diào)制波 A，利用梯形調(diào)制波 B與載波三角波 C的交點 a和 b來決定開關(guān)點轉(zhuǎn)換時刻 和 。數(shù)字模擬混合法吸收了數(shù)字電路的優(yōu)點：準(zhǔn)確，可靠，容易實現(xiàn)同步，發(fā)展較快，電路所用元器件也是千變?nèi)f化的，其中查表法比較典型。 相電壓控制方式下 ， 如果給相電壓同時都疊加上一個任意電壓時 ， 線電壓也不會發(fā)生波形失真的情況 ， 這個疊加電壓可以采用任意形式 ， 但原則上其頻率應(yīng)是基波頻率的三倍比較合適 。 解決這個問題的方法之一是使輸出線電壓在保持正弦的條件下 ， 使調(diào)制波畸變 。 從圖形上看 ， 自然采樣點調(diào)制波是正弦波 ， Bowse規(guī)則采樣點調(diào)制波是階梯波 ， 而割線逼近法和切線逼近法的調(diào)制波是由割線或切線組成的凸多邊形正弦波 ， 顯然 ， 與梯形波相比 ， 凸多邊形正弦波更接近于正弦波 。 ? SPWM與多重疊加法的聯(lián)合應(yīng)用在某種程度上可以減少逆變器的開關(guān)頻率 ， 減小開關(guān)損耗 ， 特別是以調(diào)壓為主的聯(lián)合應(yīng)用 ， 使單元逆變器的開關(guān)頻率降低到了 3， 大大低于一般