【正文】 寬帶微波巴倫 L0 RF IF 圖 35 雙平衡混頻器 電壓跟隨器的電路形式 它屬于同相放大器。 176。Q 解調(diào)器的設(shè)計 鑒相器的核心部分是 Iamp。該電路的技術(shù)難點和關(guān)鍵技術(shù)主要體現(xiàn)在以下幾個方面： 零點漂移溫度補償電路的設(shè)計 零點漂移 (簡稱零漂 )，就是當(dāng)放大器電路的輸入端短路時，輸出端還有緩慢變化的電 壓產(chǎn)生，即輸出電壓偏離原來的起始點而上下漂動。設(shè)計中，在電路的末級增加了電壓跟隨器，有利于提高電路的驅(qū)動能力和反向隔離性能； 同時從 Iamp。雖然接收機內(nèi)部雜散響應(yīng)與接收機處理強信號的能力并沒 有直接的關(guān)系，但它還是會降低接收機的性能，尤其對大動態(tài)范圍接收機。如圖 210。一般寬帶接收機都有最低靈敏度與最高靈敏度兩個指標(biāo)，這兩個值不應(yīng)該相差太多，頻帶內(nèi)靈敏度起伏太大也是影響整機性能的一個因素之一。 Ni 由下式給出： KTBNi ? (210) 即帶寬為 B 的熱噪聲功率。因此，熱噪聲的功率為： ?AP KTBRKTBR ?44 (22) 兩邊取對數(shù)： AP (dBm) = 10LogkTB = 10LogkT +10LogB (23) 由上式可以計算出常溫下 (T＝ 290K)， 1 赫茲單位帶 寬上的熱噪聲功率為 174dBm/ Hz ，定義為噪聲基底，或?qū)懗? 204dBW / Hz、 144dBm/kHz 或 114dBm/ MHz 。而鏡像抑制接收方案是采用改變電路結(jié)構(gòu)來抑制鏡像干擾頻率。第二，微弱的接收信號要轉(zhuǎn)換為 A / D 變換器可工作的電平需要很大的總增益。圖 21 是一個一般接收機的系統(tǒng)電路框圖。 MMIC 的采用，顯著減少了設(shè)備的體積和重量，降低了造價，提高了性能，取得了很好的效果，例如在海灣戰(zhàn)爭中，美軍靈巧武器中就已廣泛地采用了 MMIC，歐洲先進雷達(dá)技術(shù)集團研制的柯布拉炮位偵校雷達(dá)和美國 RaytheonHughes Aircraft 公司研制的 AN / TPQ47 炮位偵校雷達(dá)等均己廣泛采用 MMIC。 第一：從發(fā)展方向考慮 (1)接收機功能的廣泛數(shù)字實現(xiàn)。在高集成度上，現(xiàn)代接收機采用半導(dǎo)體器件工藝飛速發(fā)展帶來的高性能，高集成度電子器件與芯片，覆蓋越來越寬的工作頻段，集成度越來越高。Q 解調(diào)電路、零點漂移溫補電路以及正交相位補償網(wǎng)絡(luò)等單元電路的工作原理及特點。 該接收機的突出特點是：小體積、 高增益、低噪聲、大動態(tài)、良好的幅相平衡性和高穩(wěn)定性。 噪聲、動態(tài)、幅相平衡性和零點溫漂等四個方面將是我們設(shè)計的重點，同時也是該接收機設(shè)計的難點?，F(xiàn)在很多商業(yè)軟件例如 HP ADS ， Ansoft 等在系統(tǒng)仿真方面已經(jīng)做得相當(dāng)完蓋 第二：從工藝方面考慮 隨著半導(dǎo)體制造技術(shù)的發(fā)展， MMIC 單片微波集成電路 integrated 突破傳統(tǒng)以陶瓷材料作為襯底的混合微波集成電路發(fā)展起來。Q 解調(diào)電路、零點漂移溫補電路以及正交相位補償網(wǎng)絡(luò)等電路的專題設(shè)計等。 本文所設(shè)計的 L 波段接收機是一種高增益、大動態(tài)范圍的接收機，它通常在低失真的情況下，不僅能夠檢測并放大所期望的有用信號，一般至少為 90～ 100dB，更重要的是，就高增益、大動態(tài)范圍而言，該接收機對信道中大信號的非線形互調(diào)產(chǎn)生的雜散響應(yīng)具有高度抑制能力，且這些大信號往往遠(yuǎn)離接收機的通頻帶。所以說“靈敏度”和“選擇性”是一對矛盾，而中頻頻率的選擇成為平衡這對矛盾的關(guān)鍵。接收機中的噪聲會掩蓋微弱信號，限制接收機對微弱信號的檢測能力，即限制接收機的極限靈敏度。一般來說信號附加噪聲的功率與噪聲功率之比 (S+N)/N 相對容易測得。接收機靈敏度是用來描述一個接收機在多微弱的信號功率 (或電平 )量級下就能工作 (指能檢測并解調(diào)還原信號 )的一項技術(shù)指標(biāo)。 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計 (論文 ) 14 圖 28 實際網(wǎng)絡(luò)的輸入輸出功率響應(yīng)曲線 互調(diào)失真 — 三階截斷點 IP3 任何有源電路都具有非線性，接收機的 RFIF 電路同樣也具有非線性，因此，影響接收機性能的另一個至關(guān)重要的因素是雙音互調(diào)失真。計算式為： BNFd B m d B mBNFd B mM D SP L lo g10171 3lo g10174 ???? ?????? (223) 其中： PL＝動態(tài)范圍下限，單位 dBm，即 MDS，最小可檢測信號； MDS＝最小可檢測信號，單位 dBm； NF＝噪聲系數(shù)，單位 dB； B＝中頻帶寬，單位 Hz。確定采樣超外差式結(jié)構(gòu)，零中頻結(jié)構(gòu)，還是數(shù)字 IF 結(jié)構(gòu)；確定采樣本振頻率合成器的類型；確定是一次 變頻還是多次變頻結(jié)構(gòu)，是否用高中頻；確定信號的動態(tài)范圍及接受機線性度。 3176。之前，國內(nèi)還沒有很好的解決方法，國外同類產(chǎn)品也很難達(dá)到這一水平。Q 解調(diào)器的工作原理 [14]。 研究的主要目的是解決其輸出端間的幅相平衡性問題。 整機噪聲設(shè)計 通道增益、噪聲、動態(tài)以及通帶內(nèi)的幅度波動、通道間的幅度及相位一致性是該寬帶接收機的設(shè)計難點。 其中 濾波器 、 放大器 、混頻器的幅相一致性可以通過配對的方式來解決，而 90?移相、功分器的幅相平衡性實現(xiàn)起來要困難得多，它依賴于嚴(yán)密的電路設(shè)LPF1 LPF1 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計 (論文 ) 26 計、先進的基片制作工藝和電路裝配工藝。而混頻器的性能主要靠以下兩個方面來保證： (1)研制寬帶巴倫，注重巴倫的平衡性設(shè)計； (2)選用對稱性好，結(jié)電容小，脈沖響應(yīng)快的環(huán)行二極管堆。C～+85176。 形式：連續(xù)波 (3)電調(diào)衰減器控制電壓 電壓范圍： 0～ 5V 控制動態(tài) ： ?30dB 控制方式： 5V 對應(yīng)最大衰減 (4)閉塞脈沖 形式： TTL 電平，輸入電流 ?5mA 控制方式：高電平閉塞，低電平或懸空狀態(tài)不閉塞 (5)帶通切換指令 形式： TTL 電平，輸入電流 ?5mA 控制方式：高電平或懸空狀態(tài)為寬帶 240MHz，低電平為窄帶80MHz 輸出 I、 Q 信號 (1)形式：零中頻信號 (2)輸出電壓范圍 (Vpp)： 177。然后根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計的指標(biāo)要求進行全面分析，尋求出設(shè)計重點或難點，即是高靈敏度；或是高線性設(shè)計；或是大動態(tài)范圍設(shè)計；還是寬頻帶設(shè)計。接收機 MDS 的定義是：在確定的接收機噪聲系數(shù)和中頻帶寬的前提下，比等效噪聲功率大 3dB 的功率 (或電平 )值。 如果輸入信號超出這個范圍，輸出開始飽和，如果低于這個范圍，信 號就會淹沒在噪聲中。需要特別說明的是，對于濾波器、混頻器等損耗性電路，在計算中其損耗就是噪聲系數(shù)，且增益是損耗的倒數(shù)，即：若一個損耗為L 的網(wǎng)絡(luò)，其增 益為 1/L，噪聲系數(shù)為 L。系統(tǒng)設(shè)計中需要著重考慮的方面之一是：加到傳輸信號上噪聲的數(shù)量。這幾種結(jié)構(gòu)都有著各自的優(yōu)缺點，選擇哪一種結(jié)構(gòu)要看系統(tǒng)的工作環(huán)境和指標(biāo)要求。但是高的中頻使得具有相同 Q 值的中頻濾波器帶寬變大，必然就降低了它對相鄰信道的抑制能力 [6]。 (5)中頻濾波器 抑制相鄰信道干擾，提供選擇性；濾除混頻 器等產(chǎn)生的互調(diào)干擾分量；如果存在第二混頻器，則需要抑制第二鏡頻。 第 2 章先對一般接收機的基 本原理做了簡單介紹后又對接收機的性能指標(biāo)進行簡單分析。 仿真方法可以無需每次實際搭建系統(tǒng)或者電路就可以估計其設(shè)計。現(xiàn)代雷達(dá)系統(tǒng)與傳統(tǒng)雷達(dá)相比，要求對動目標(biāo)幅 /相信息的綜合處理更為精確，靈敏度要求更高，現(xiàn)有的 L 波段接收機由于普遍存在動態(tài)范圍小、信噪比差、 IQ 輸出基帶信號的幅相平衡性差、零點溫漂大等缺點，已不能滿足該類整機系統(tǒng)更高的使用要求 [2]。同時為同類大動態(tài)多通道接收機的設(shè)計開發(fā)提供了強有力的保障。 熟練運用工藝技術(shù)完成該接收機的整機設(shè)計。在性能上，現(xiàn)代接收機主要是向高線性、大動 態(tài)范圍、高靈敏度、高分辨率等方面發(fā)展。 (2)擴頻接收機。 本文研究的內(nèi)容及安排 本文研究的主要內(nèi)容：用寬帶低噪聲放大器、電調(diào)衰減器、 Iamp。 (2)低噪聲放大器 ( LNA ) 一般在系統(tǒng)前端，其噪聲性能的好壞直接影響著整機的性能，尤其是接收機靈敏度和整機噪聲的好壞。第三，中頻高增益放大器比載波頻段上的高增益放大器要容易和穩(wěn)定。 Weaver 結(jié)構(gòu)可以有效抑制鏡頻信號， 使得有用信號順利通過。 閃爍噪聲 又稱 1/f 噪聲或低頻噪聲，是由大量的物理因素如系統(tǒng)的機械運動起伏、電磁輻射和量子噪聲等產(chǎn)生的，特點是能量與頻率成反比(1/f)， 1/f 噪聲在 1Hz 到 1MHz 之間的影響很大，超過 1MHz 熱噪聲的影響更為顯。若知道各個級的噪聲系數(shù) (或噪聲溫度 )，就可以確定許多級聯(lián)在一起的噪聲系數(shù)或噪聲溫度。由通道噪聲計算公式： ? ? ? ? . . . . . .1111221111 ?????? FGGFGFF (220) 可以看出整個通道的噪聲主要由前面幾級決定，所以要盡量降低前級 放大器的噪聲，同時在滿足系統(tǒng)動態(tài)范圍的前提下適當(dāng)提高前級放大器的增益。關(guān)于截斷點的另一個重要的參數(shù)是輸出等效三階互調(diào)截斷點 IM3，可由 (222)燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計 (論文 ) 16 確定： ? ? ? ?33 23 IPPIM in ?? (222) 其中： IM3＝輸入三階截斷點處的等效輸出三階互調(diào)截斷點，單位 dBm； IP3＝輸入三階截斷點，單位 dBm。從另一個角度來說，接收機的信號檢測能力，或者說靈敏度受這些內(nèi)部雜散信號限制的程度遠(yuǎn)大于接收機電路所產(chǎn)生的噪聲的影響。溫補電路的引入較好的解決了零點的溫度漂移問題，故障檢測電路能適時監(jiān)控該部件的工作狀態(tài)。當(dāng)漂移電壓的大小可以和有效信號電壓相比時，就無法分辨是有效信號電壓還是漂移電壓，嚴(yán)重時漂移電壓甚至把有效信號電壓淹沒了，使放大電路無法正常工作。其中， 90?移相功分器和雙平衡混頻器的設(shè)計至關(guān)重要。Q 解調(diào)器電路原理框圖 90?功率分配器的設(shè)計 目前，隨著自適應(yīng)技術(shù)及數(shù)字信號處理技術(shù)的發(fā)展， 自適應(yīng)旁瓣相消技術(shù)已經(jīng)成為現(xiàn)代雷達(dá)抑制旁瓣惡意有源干擾、提高雷達(dá)在復(fù)雜電磁戰(zhàn)場環(huán)境生存能力的重要手段 [2]。 Rf Oop Ui U0 R 圖 36 電壓跟隨器 二極管電調(diào)衰減器 用 PIN 二極管構(gòu)成的電調(diào)衰減器在通用寬帶接收機中經(jīng)常使用，控制線性度好，適用頻段寬，插損小，體積小，成本低，而且是完全阻抗線性衰減，不受 P－ 1dB 點的制約，因此可以用在接收機 RF 前端，提高接收機的抗堵塞能力和大信號接收能力。通過對幾種電路形式的比較，我們選取了如圖 35 的電路形式。 第 3 章 L 波段接受機設(shè)計 25 該典型 Iamp。溫補電路如上圖 32。Q 輸出信號間的幅度和相位平衡性等直接影響雷達(dá)系統(tǒng)對跟蹤目標(biāo)的精確度以及對遠(yuǎn)程目標(biāo)的跟蹤能力等。如圖 31 所示。還有一些雜散響應(yīng)與頻率合成器的工作原理有關(guān)。可以采用雙平衡混頻器作第一級混頻電路、 RF 前級放大器采用推挽結(jié)構(gòu)來減小或消除二階雙音互調(diào)失真的影響。因此，中頻帶寬對靈敏度的影響較噪聲系數(shù)要大。二兩端口網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)定義為： F= 輸入端信噪比 /輸出端信噪比＝ 100?NSNS ii (24) 對于圖 25 所示的二端口網(wǎng)絡(luò)，其增益為 G，附加噪聲功率為 Na，有： iGSS ?0 (25) NaGNN i ??0 (26) Si S0 Ni=KTB N0 圖 25 具有增益Ｇ和附加噪聲功率Ｎ二端口網(wǎng)絡(luò) 將式 (26)代入 (25)得： F = ?0NGSNSiiiiGNN0 (27) iFGNN ?0 (28) 兩邊取對數(shù)，且通常用分貝值來定義噪聲系數(shù)，即 NF =10LogF， 則上式為： )()()(0 dBNdBGNdBN iF ??? (29) 上式 (29)表明，以分貝值計算，通過二端口網(wǎng)絡(luò)后，輸 出噪聲功率是輸入噪聲功率加上噪聲系數(shù)和增益。通常用在工作帶寬 B 的電阻上噪聲電壓 Vn 的均方值來表征： kTBRVn 42 ? (21)式中： k＝玻爾茲曼常數(shù)， 1023 J K ；