【正文】 回首往昔，本人能在眾多博學多才、嚴謹治學的老師們得熏陶下度過，實在是榮幸至極。由上述仿真實驗結(jié)果看出，本設計能完成任務指標，即實現(xiàn)12/264V電壓DC/DC變換，在輸入變動時能保持輸出電壓在誤差范圍以內(nèi)；在負載動態(tài)測試方面，系統(tǒng)的電壓閉環(huán)能夠快速準確的回復電壓，以保證系統(tǒng)的輸出電壓的精確性；同時，電路具有很好的短路保護功能。電路額定負載為348Ω，此實驗中。例如，在電機驅(qū)動開發(fā)領(lǐng)域，控制部分用MATLAB/Simulink實現(xiàn)，主回路部分以及其周邊回路用Psim實現(xiàn)，電機部分用電磁界解析軟件JMAG實現(xiàn)，由此進行連成解析，實現(xiàn)更高精度的全面仿真系統(tǒng)?；魻栯娏鱾鞲衅魇禽^為理想的快速型電流檢測器件，但其價格較貴，因此應用面較為狹小。R1R14和穩(wěn)壓二極管D1D12和D2D22的作用是防止MOSFET正負驅(qū)動電壓過高而損壞開關(guān)管，提高其抗干擾、抗電壓尖峰的能力。再將放大的誤差信號與內(nèi)部鋸齒波比較。為了得到20dB/dec的斜率，補償網(wǎng)絡Gc(s)在穿越頻率點必須提供+20dB/dec的斜率。對式(342)進行如下處理，令nT→t，則式(342)變?yōu)檫B續(xù)函數(shù)，對其進行拉氏變換得 (344)則PWM的傳遞函數(shù)為 (345)至此，電壓控制回路的PWM部分建模完畢。 (a)導通狀態(tài) (b)關(guān)斷狀態(tài) 交錯并聯(lián)式雙管正激電路兩種工作狀態(tài)工作狀態(tài)1此時變壓器副邊電路整流二極管導通，續(xù)流二極管截止，(a)所示，電感電壓vL(t)與電容電流ic(t)分別為： (31)輸入電流ig(t)即為電感電流i(t)，輸出電壓v(t)即為電容電壓，則有 (32)將(31)與(32)寫成狀態(tài)方程與輸出方程的形式為 (33) (34)由式(33)和(34)得出ABC1和E1分別為： (35)工作狀態(tài)2此時變壓器副邊電路整流二極管截止，續(xù)流二極管導通，(b)所示，電感電壓vL(t)與電容電流ic(t)分別為： (36)由于該狀態(tài)時，變壓器副邊電路正在續(xù)流，因此輸入電流為零，則 (37)輸出電壓v(t)仍為電容電壓v (t)本身。當開關(guān)管導通、截止時變換器的基爾霍夫電壓方程分別為式(238)～(239)。 (221)副邊繞組匝數(shù)為：（UD為整流二極管的壓降，r為副邊導線電阻）取N2=57匝。變壓器線圈內(nèi)電阻壓降和功率開關(guān)管的導通壓降先不考慮在內(nèi)，只分析主電路中變壓器鐵芯的內(nèi)磁通變化規(guī)律，關(guān)系式如下：TON 期間： (215)TOFF 期間(t2~t3)： (216)其中，N1為變壓器原邊線圈匝數(shù)，Sc為鐵芯截面積，Ui為功率電路輸入電壓。Ⅳ 模態(tài)4 [t3~t4]，開關(guān)管VV4導通，二極管DD4截止。電源與變壓器T2原邊線圈接通，電流上升，向T2副邊傳送電能。第四章對第三章所建立的控制電路，用Matlab、Psim進行閉環(huán)仿真，從仿真結(jié)果驗證設計的可行性。第三，兩個開關(guān)管的工作狀態(tài)一致，會同時處于通態(tài)或斷態(tài)，其開關(guān)管比較容易選擇。此外，峰值電流模式是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)：外環(huán)電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)電流環(huán)。從輸出端看，反激式變換器是電流源，應用時不能開路?，F(xiàn)代的一部分電子設備既要使用高壓直流電又需要220V的額定交流電，對此采用的方法一般是先進行DC/AC逆變，得到220V交流電，需要高壓直流電時再進行AC/DC整流，從而得到需要的直流電。四十多年來，隨著功率半導體器件品種的增加和性能的改善，以DC/DC(直流/直流)變換器為代表的開關(guān)電源主電路拓撲經(jīng)歷了“史前期”、“奠定期”和“成熟期”等幾個階段，演變成從理論到實踐都十分完備的獨立技術(shù)和獨立產(chǎn)品產(chǎn)業(yè)，產(chǎn)生很大的社會經(jīng)濟效益。在控制電路的設計方面，考慮到電源輸出電壓范圍的可控性，本文采用電壓反饋控制方式，選用UC3825型脈寬調(diào)制器。開關(guān)電源一般都具有自動保護功能，當穩(wěn)壓電路、高壓電路或負載出現(xiàn)故障時，能自動切斷電源，起可靠保護作用。這種拓撲存在明顯的不足：其一，變壓器鐵芯單向磁化，利用率低；其二，該電路主功率管需承受兩倍的輸入電壓，介于此原因，它只能應用于低壓輸入電路。按照占空比的實現(xiàn)方式，開關(guān)電源的控制方式可以分為定頻控制和變頻控制。 平均電流控制模式(4)滯環(huán)電流控制模式滯環(huán)電流模式控制模式，將電感電流信號與兩個電壓值進行比較，較大的控制電壓值Vmax由輸出電壓與基準電壓的差值經(jīng)放大器放大得到，它控制開關(guān)管的關(guān)斷時刻；較小的電壓值Vmin由控制電壓Vmax減去一個固定電壓值ΔU得到，ΔU為滯環(huán)帶，Vmin控制開關(guān)管的開啟時刻。本課題的控制電路包括PWM控制器電路、電壓檢測電路、補償網(wǎng)絡、過流保護以及開關(guān)管的驅(qū)動電路等部分構(gòu)成。在進行具體的工程計算之前，先在理想狀態(tài)下分析電路工作原理。因為VV2的導通，使得副邊回路中續(xù)流二極管D7不工作，D7上的電壓箝位在Ui/N，變壓器T1副邊電壓略小于/N，T1原邊電壓諧振至。輸出電壓( VO )：264VDC。在具體工程中應折中考慮。因此，選取功率開關(guān)管IRL1004，它的最大漏源電壓UDSS=40V，最大漏極電流平均值ID=130A，Ciss=5330PF, Coss=1480PF, Crss=320PF, 導通電阻RD= 9mW，能夠滿足電路要求。第3章 系統(tǒng)建模與控制電路的設計 功率電路建模本文使用狀態(tài)空間平均法對交錯并聯(lián)式雙管正激電路建立數(shù)學模型。補償網(wǎng)絡對這個誤差進行放大后對系統(tǒng)進行適當?shù)姆群拖辔谎a償，滿足系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能指標。補償網(wǎng)絡的結(jié)構(gòu)一般可以分為三種：超前補償網(wǎng)絡、滯后補償網(wǎng)絡和超前滯后補償網(wǎng)絡。den=conv([ 0],conv(conv([ 1],[ 1]),[1e8 1]))。驅(qū)動電路的設計通常需要注意一下幾點：第一，由于交錯并聯(lián)式雙管正激電路結(jié)構(gòu)的需要，兩個主功率管必須電氣隔離，因此本設計采取了如圖所示的變壓器隔離驅(qū)動電路。當原邊電流降到0時，磁場儲能就會擊穿二極管D31或D32，從而起到去磁作用。此外，Psim有3 個模型：電動機驅(qū)動模型，數(shù)字控制模型和聯(lián)結(jié)模型。因此一個良好而專業(yè)的電源設計軟件不僅是電源產(chǎn)品的設計的必備工具，也是從事電源產(chǎn)品設計與開發(fā)的技術(shù)保證。(b)所示。通過這次設計主要取得了如下成果：第一， 對開關(guān)電源的應用與發(fā)展有了具體的認識；第二， 本文對DC/DC變換器幾種拓撲及控制方式進行了比較；第三， 學會分析功率電路的工作模態(tài)，了解了一些具體元器件的工程計算；第四， 掌握了幾種電路建模的基本方法第五， 能夠熟練運用MATLAB和Psim等仿真軟件，并清楚其各自的長處；結(jié)合本設計的完成過程，本課題的設計有著一定的缺陷：第一， 采用的交錯并聯(lián)方式，使輸出端整流二極管的電流和電壓應力為輸入端的兩倍，損耗較大，導致系統(tǒng)的效率較低。本人將以此為鑒，在今后的學習生涯中，本人會不畏勞苦、勇于探索，爭取取得更高深的造詣。計算了電路元器件的具體參數(shù)，最后根據(jù)計算結(jié)果設計電路原理圖，并對其進行仿真。(2)系統(tǒng)帶負載突加突卸系統(tǒng)設計的一個重要性能指標就是抗干擾性，為了檢測輸入端的擾動對系統(tǒng)的影響，現(xiàn)進行負載突加突卸實驗，此實驗中，(40ms)時開始產(chǎn)生頻率為100kHz的方波。人們越來越關(guān)注電子產(chǎn)品的電源完整性(PI)，市場對高效率、低功耗、低干擾、規(guī)模小的高精度電源的需求量也越來越大。該仿真軟件包括3個方面：電路示意性的程序Psim，Psim仿真器，和波形形成過程項目simview。設電流互感器鐵芯的工作磁導率佷大，則當互感器流過原邊的正脈沖電流為iss時，副邊電流就為is=iss/Ns。Vf的檢測電路由光耦電壓控制電壓源構(gòu)成。fp1,p2fz1,z2 補償傳遞函數(shù)波特圖，fp1,p2為100kHz，符合補償網(wǎng)絡設計要求。margin(g)。 電壓控制型開關(guān)調(diào)節(jié)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖，控制電路由控制器、PWM比較器、時鐘電路和觸發(fā)器組成。 本章小結(jié)本章分析了功率電路的工作原理，并對一個周期內(nèi)的不同狀態(tài)分別進行了等效電路分析。得窗口利用系數(shù)為： (231)這說明，線圈能繞得下，變壓器設計全部完成。第二，為使鐵芯不發(fā)生飽和，必須取BmBs，即DBBsBr，但因如此，鐵芯利用率很低。 (214) [t5~t6] 主電路參數(shù)設計本設計應用目標為車載電源，電路等效于全橋整流電路，即264V。與模態(tài)1不同的是，在t1時刻，變壓器T1原邊勵磁電流i1m(t1)降為0，DD4隨之截止，VV4漏源結(jié)電容CVCV4開始諧振。電感器L1是濾波電感，C2是輸出濾波電容。同時，主功率管只需承受電源電壓，從而選擇面更廣。將此信號（下坡）與三角鋸齒波信號（上坡）比較，從而得到PWM 關(guān)斷時刻。因此經(jīng)常用于大功率場合。鑒于以上原因，本課題具有較高的研究價值。開關(guān)電源可對電網(wǎng)輸入的交流電直接進行整流，再由脈沖變壓器獲得各組相異的脈沖電壓，省去了笨重的工頻變壓器，同時節(jié)省了大量漆包線和硅鋼片，大大縮小了電源的體積，減輕了電源的重量。同時，其主功率管只需承受電源電壓，從而選擇面更廣。如今，廣泛應用于生產(chǎn)的各個領(lǐng)域的開關(guān)電源已具備以下幾個突出優(yōu)勢：(1)效率高，開關(guān)穩(wěn)壓電源調(diào)整開關(guān)管的工作狀態(tài)，在截止期間，開關(guān)管內(nèi)無電流流經(jīng)，因此不消耗功率，大大提高了電能使用效率，而傳統(tǒng)使用的調(diào)整串連型穩(wěn)壓電源的晶體管一直工作在放大區(qū)，功耗大，效率低。此時，電源的設計就可以采取繞過DC/AC逆變，而直接進行DC/DC變換的方案。 反激式變換器(3)推挽式變換器，推挽式變換器可以看成是兩個完全對稱的單端正激式變換器的組合，因此，在工作時變壓器鐵芯是雙向磁化的，在相同鐵芯尺寸下，推挽式電路能夠比正激式電路輸出更大功率。電路的功率級是一個由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而此功率級的電流源受電壓外環(huán)的控制?；パa方式工作的交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)能將同頻工作下的開關(guān)管輸出電壓頻率提高一倍，減小了輸出濾波電感的大小。本章敘述了開關(guān)電源概況和本課題研究的意義，列舉并比較了各種拓撲結(jié)構(gòu)，給出了課題研究方案及其控制框圖。與此同時，開關(guān)管VV4截止，二極管DD4導通，儲存在變壓器T1原邊的電能通過DD4形成回路回饋電源，電流減小。副邊電路中整流二極管D5導通，續(xù)流二極管D7截止，負載兩端電壓上升。功率開關(guān)管關(guān)斷后，B由Bm趨向Br，t4時刻，漏源結(jié)電容開始諧振，因此勵磁電流開始反向流動，這時，B由Br再進一步減小。暫不考慮流經(jīng)N2與濾波電感電流的紋波，因此流過N2的電流幅值就等于流過電感電流的平均值，即負載電流Io。 再根據(jù)電路條件，列出(240)和(241)方程式： (240) (241)聯(lián)立(238)~(241)，得： 。確定交錯并聯(lián)式雙管正激電路的靜態(tài)工作點為 (315) (316)由式(315)得交錯并聯(lián)式雙管正激電路的電壓變比與電感電流的穩(wěn)態(tài)值分別為 (317) (318)由式(316)得出輸入電流的穩(wěn)態(tài)值為 (319)與狀態(tài)向量、輸入向量和輸出向量相對應的交流小信號分量向量分別為：，和，建立交錯并聯(lián)式雙管正激電路的小信號狀態(tài)方程與輸出方程為(320) (321)其中，直流分量V和I由式(317)、(318)確定。 閉環(huán)傳遞函數(shù)的構(gòu)成框圖其中的可以得到原始回路的傳遞函數(shù)如下式所示： (346)將具體的傳遞函數(shù)代入到式(334)中得到電壓控制系統(tǒng)原始回路傳遞函數(shù)如下式(347)所示。