【正文】 如果信號(hào)噪聲功率比不變 ， 那么增加信道帶寬可以換取傳輸時(shí)間的減少 ， 等等 。 在我們研究調(diào)制解調(diào)問(wèn)題時(shí) ，解調(diào)器輸入端噪聲通常都可以表示為窄帶高斯噪聲 。 可以看出 ， 在頻率 f＜ (KT/h)范圍內(nèi) ， 功率譜密度 Pn(f)基本上是平坦的 。 (2) 脈沖噪聲 。 因此 ， 加性噪聲不可避免地會(huì)對(duì)通信造成危害 。 3. 角度分集 這是利用天線波束指向不同使信號(hào)不相關(guān)的原理構(gòu)成的一種分集方法 。 另外，相對(duì)時(shí)延差 τ(t)通常是時(shí)變參量，故傳輸特性中零點(diǎn)、極點(diǎn)在頻率軸上的位置也隨時(shí)間隨機(jī)變化，這使傳輸特性變得更復(fù)雜，其特性如圖 3 21(b)所示。它與臨界頻率 f0的關(guān)系為 () 當(dāng)工作頻率高于最高可用頻率時(shí)，電磁波將穿透電離層，不再返回地面。 圖 3 –13 (a) 相頻特性； (b) 群遲延頻率特性 ?? ( ? )O理想特性( b )?? ( ? )O?理想特性( a ) 隨參信道舉例 隨參信道是指信道傳輸特性隨時(shí)間隨機(jī)快速變化的信道 。 理想恒參信道的沖激響應(yīng)為 h(t)=K0δ(ttd) 若輸入信號(hào)為 s(t)， 則理想恒參信道的輸出為 r(t)=K0s(ttd) dtdwwdw ?? )()( ?? (－ 1) 圖 311 理想信道的幅頻特性、 相頻特性和群遲延 頻率特性 OK0| H ( ? ) |?( a )O?? ( ? )??? td( b )Otd?? ? ? ??( c ) 由此可見(jiàn) ， 理想恒參信道對(duì)信號(hào)傳輸?shù)挠绊懯牵? (1) 對(duì)信號(hào)在幅度上產(chǎn)生固定的衰減； (2) 對(duì)信號(hào)在時(shí)間上產(chǎn)生固定的遲延 。 若衛(wèi)星運(yùn)行軌道在赤道平面 ， 離地面高度為35780km時(shí) ， 繞地球運(yùn)行一周的時(shí)間恰為 24小時(shí) ， 與地球自轉(zhuǎn)同步 ， 這種衛(wèi)星稱(chēng)為同步通信 （ 靜止 ） 衛(wèi)星 。 通常有兩種類(lèi)型：非屏蔽（ UTP） 和屏蔽 （ STP） 。 由于信道噪聲或其他因素的影響 ， 將導(dǎo)致輸出數(shù)字序列發(fā)生錯(cuò)誤 ， 因此輸入 、 輸出數(shù)字序列之間的關(guān)系可以用一組轉(zhuǎn)移概率來(lái)表征 。 1. 調(diào)制信道模型 調(diào)制信道是為研究調(diào)制與解調(diào)問(wèn)題所建立的一種廣義信道 ， 它所關(guān)心的是調(diào)制信道輸入信號(hào)形式和已調(diào)信號(hào)通過(guò)調(diào)制信道后的最終結(jié)果 ， 對(duì)于調(diào)制信道內(nèi)部的變換過(guò)程并不關(guān)心 。 因此 ， 在研究信道的一般特性時(shí) ， “ 傳輸媒質(zhì) ” 仍是討論的重點(diǎn) 。 廣義信道除了包括傳輸媒質(zhì)外 ， 還包括通信系統(tǒng)有關(guān)的變換裝置 ， 這些裝置可以是發(fā)送設(shè)備 、 接收設(shè)備 、 饋線與天線 、 調(diào)制器 、 解調(diào)器等等 。 因此，調(diào)制信道可以用具有一定輸入、輸出關(guān)系的方框來(lái)表示。 二進(jìn)制數(shù)字傳輸系統(tǒng)的一種簡(jiǎn)單的編碼信道模型如圖 3 3 所示 。 導(dǎo)線材料是鋁或銅 ， 直徑為 ~ mm。不在靜止軌道運(yùn)行的衛(wèi)星稱(chēng)為移動(dòng)衛(wèi)星 。 這種情況也稱(chēng)信號(hào)是無(wú)失真?zhèn)鬏?。 常見(jiàn)的隨參信道有陸地移動(dòng)信道 、 短波電離層反射信道 、 超短波流星余跡散射信道 、 超短波及微波對(duì)流層散射信道 、 超短波電離層散射以及超短波超視距繞射等信道 。 00 s e c ?fM U F ?m a x0 eNf ?() 3. 多徑傳播 短波電離層反射信道最主要的特征是多徑傳播 ， 引起多徑傳播的主要原因如下 : (1) 電波經(jīng)電離層的一次反射和多次反射； (2) 幾個(gè)反射層高度不同； (3) 地球磁場(chǎng)引起的電磁波束分裂成尋常波和非尋常波； (4) 電離層不均勻性引起的漫射現(xiàn)象 。 圖 3 – 21 網(wǎng)絡(luò)的模特性 | H ( ? )|2 kO f2 ? ?i1? ?i1| H ( ? )|2 kO2 ? ?? ( t )1 f( a ) ( b ))1 ??je ??（ 對(duì)于一般的多徑傳播 ， 信道的傳輸特性將比兩條路徑信道傳輸特性復(fù)雜得多 ， 但同樣存在頻率選擇性衰落現(xiàn)象 。 4. 極化分集 這是分別接收水平極化和垂直極化波的一種分集方法 。 噪聲的種類(lèi)很多 ， 也有多種分類(lèi)方式 ， 若根據(jù)噪聲的來(lái)源進(jìn)行分類(lèi) ， 一般可以分為三類(lèi) 。 脈沖噪聲是在時(shí)間上無(wú)規(guī)則的突發(fā)脈沖波形 。 在室溫 (T=290K)條件下 ， f＜ 1000GHz時(shí) ，功率譜密度 Pn(f)基本上是平坦的 。 帶通型噪聲的頻譜具有一定的寬度 ， 噪聲的帶寬可以用不同的定義來(lái)描述 。 如果信道容量 C給定 ， 互換前的帶寬和信號(hào)噪聲功率比分別為 B1和 S1/N1， 互換后的帶寬和信號(hào)噪聲功率比分別為 B2和 S2/N2， 則有 B1log2(1+S1/N1)=B2 log2(1+S2/N2) 由于信道的噪聲單邊功率譜密度 n0往往是給定的 ， 例如： 設(shè)互換前信道帶寬 B1=3kHz， 希望傳輸?shù)男畔⑺俾蕿?104b/s。 若增加信道帶寬 ， 可以換來(lái)信號(hào)噪聲功率比的降低 ， 反之亦然 。 如果輸入噪聲是高斯噪聲 ， 則輸出噪聲就是帶通型 (或窄帶 )高斯噪聲 。 功率譜密度曲線如圖 4 所示 。 單頻噪聲的特點(diǎn)是一種連續(xù)波干擾 。 加性噪聲與信號(hào)相互獨(dú)立 ， 并且始終存在 ， 實(shí)際中只能采取措施減小加性噪聲的影響 ， 而不能徹底消除加性噪聲 。 圖 1 空間分集示意圖 發(fā)送端分集接收接收端輸出? 2. 頻率分集 頻率分集是將待發(fā)送的信息分別調(diào)制到不同的載波頻率上發(fā)送 ， 只要載波頻率之間的間隔大到一定程度 ， 則接收端所接收到信號(hào)的衰落是相互獨(dú)立的 。si( t )so( t )）＋（－＋－）＋（???????????jtjtjtjeeFVttfVttfVeFVttfVeFVttfV???????????1)()()()()()()(00000000000000）＋（）＋（ ????????? jtjjtj eeVFeeFVH ???? ?? 1)(1)()( 0000于是，當(dāng)兩徑傳播式，模型的傳播特性為 H(ω)為 后一個(gè)網(wǎng)絡(luò)的模特性（幅度－頻率特性）為 2c os22c os2s i n2c os2s i nc os112 ?????????????????????jjej）＋（圖 3－ 21(a)表示了上述關(guān)系 。 當(dāng)電磁波以 φ0角入射時(shí)，能從電離層反射的最高頻率稱(chēng)為最高可用頻率 MUF。 由于相頻失真也是線性失真 ， 因此同樣可以采用均衡器對(duì)相頻特性進(jìn)行補(bǔ)償 ， 改善信道傳輸條件 。根據(jù)信道的等效傳輸函數(shù)，可以得到幅頻特性為 |H(ω)|=K0