【正文】 hose ponents are in the ratios R1=R2=2(R3＋ R4), and C1=C2=C3/2. When the work is perfectly balanced, it acts as a notch filter that gives zero output at a center frequency (f0), a finite output at all other frequencies, and the phase of the output is 180 inverted. When the work is slightly unbalanced by adjusting R4, the work will give a minimal output at f0. Fig. 28 1kHz twinT oscillator. By critically adjusting R4 to slightly unbalance the work, the twinT gives a 180186。 that switches the output to a stable positive saturation state until S1 is closed again. Figure 223 shows how Fig 222 can be modified for operation from a singleended power supply. Fig. 222 Bistable with simple manual triggering, Fig. 223 Single supply bistable. Finally, Fig, 224 shows how to connect an opamp as a Schmitt trigger, which can be used to convert a sine wave into a square wave. Suppose, initially, that the opamp39。反饋網(wǎng)絡(luò)的輸出為 Xf =FX0=AFXi,混合電路（現(xiàn)在就是一個反相器）的輸出為 Xf’＝ Xf =AFXi 由圖 1，環(huán)路增益為 環(huán)路增益 =Xf’/Xi=Xf/Xi=FA 圖 11 尚未連成閉環(huán)的增益為 A的放大器和反饋網(wǎng)絡(luò) F 假定恰好將信號 Xf’ ，調(diào)整到完全等于外加的輸入信號 Xi。更簡單地說，正弦振蕩器的頻率取決于環(huán)路增益的相移為零這一條件 。上述原則與反饋公式 Af=A/(1+FA)是一致的。這種非線性的出現(xiàn)，就限制了振蕩的幅度，這是所有實(shí)際振蕩器工作的基本特征，正如以下討論所表明的那樣：條件 |FA|=1并不是給出 |FA|的可取值范圍而是給出一個單一的精確值。如果整個增益小于 1，則電路不能振蕩。 f0可以通過下面的公式來計(jì)算： f0=1/2πRC 由于文氏網(wǎng)絡(luò)接在放大器輸出端和同相輸入端之間，當(dāng)整個增益為 ，在 f0處總相移為 0?,因此運(yùn)放必須通過 R3R4反饋網(wǎng)絡(luò)提供增益 3，這樣才滿足正弦波振蕩器的基本條件 。該電阻的阻值需為 R3的 3倍，以使得反饋增益為 3,將反饋增益和頻率網(wǎng)絡(luò)的 0. 33增益相乘，總增益為 1。如圖 25或 26所示，利 用二極管或齊納二極管（即穩(wěn)壓二極管）的導(dǎo)電性來進(jìn)行自動增益控制。 圖 25 用二極管穩(wěn)幅的文氏橋式 振蕩器 圖 26 用齊納二極管穩(wěn)幅的文氏橋式振蕩器 文氏橋式振蕩器的頻率范圍也可以通過改變 C1和 C2的值來調(diào)節(jié)。 雙 T網(wǎng)絡(luò)由 R1R2R3R4和 C1C2C3構(gòu)成 。 這里 D1通過 R5電位器提供一反饋信號。運(yùn)放輸出可在正負(fù)飽和壓降之間選擇。 圖 211 500Hz5kHz方波振蕩器 圖 212 改進(jìn)型 500Hz5kHz方波振蕩器 圖 2。 圖 210方波振蕩器 在輸出端可得到對稱的方波， Cl兩端可得到非線性三角波。要使電路起振，首先調(diào)節(jié) R5使之對地阻值最大，再調(diào)節(jié) R4使振蕩僅能維持 。 當(dāng)網(wǎng)絡(luò)稍不平衡時，改變 R4網(wǎng)絡(luò)在 f0處有最小輸出。圖 27為一個具有三個 10倍開關(guān)檔的，頻率范圍在 15H15kHz內(nèi)可調(diào)的文氏振蕩器。當(dāng)每個半波接近峰值時，其中之一的二極管開始導(dǎo)通，減小電路增益，自動穩(wěn)定輸出信號的幅度。 圖 23 用熱敏電阻穩(wěn)幅的 1kHz文氏橋式振蕩器 熱敏電阻穩(wěn)幅的另一種方法如圖 24所示．在這種情況下，低電流的燈被用作具有正溫度系數(shù)的熱敏電阻，放在增益限定網(wǎng)絡(luò)的低電位（接地）端。 圖 22基本文氏橋式正弦波振蕩器 運(yùn)放對溫度變化輸入電壓波動以及其它情況很敏感，這些電壓波動通過 R3R4將引起輸出電壓變化，以至引起電壓增益變化。 圖 21 要求輸入輸出間的相移為 0，全部增 益為 1的穩(wěn)定的正弦波振蕩器框圖 圖 22表示了文氏橋式正弦波振蕩器的實(shí)際構(gòu)成方法。環(huán)路增益正好為 1的振蕩器，實(shí)際上是一個根本不能實(shí)現(xiàn)的理想裝置 。 若干實(shí)際的考慮參看圖 12可以看出，如果 |FA|在振蕩頗率處正好為 1，那么將反饋信號接到輸入 端，再除去外部信號源將不會造成任何影響 。 附帶說明一下，滿足上述條件的頻率可能不止一個，這并不是不可理解的在這種偶然情況下，有可能在幾個頻率處同時振蕩，或在所允許的幾個頻率中某一頻率處出現(xiàn)振蕩 。當(dāng)然要注意， Xf’=Xi這種說法意味著 X’f,和Xi的瞬時值在所有時刻都完全相等。s output will then switch regenerative to a negative saturation level of 8 volts, thereby feeding a reference voltage of 80 mV39。 inputtooutput phase shift, there is zero overall phase inversion as seen at the inverting opamp input, and the circuit oscillates at a center frequency of 1 kHz, In practice R4 is adjusted so that oscillation is barely sustained, and under that condition the sine wave has less than 1% distortion. Fig. 29 shows an alternative method of amplitude control, which results in slightly less distortion. Here, DY provides a feedback signal via potentiometer R5. That diode reduces the circuit gain when its forward voltage exceeds 500 mV. To set up the circuit, first set R5 for maximum resistance to ground, then adjust R4, so that oscillation is just sustained. Under those conditions, the output signal has an amplitude of about 500 mV pp. Further R5 adjustment enables the output signal to be varied between 170 mV and 300mV RMS. Note that twinT circuits make good fixedfrequency oscillators t but are not suitable for variablefrequency operation due to the difficulties of varying three or four work ponents simultaneously. Fig. 29 Dioderegulated 1kHz twinT oscillator. Fig. 210 Relaxation square wave oscillator. Squarewave generator An opamp can be used to generate squarewaves by using the relaxation oscillator configuration of Fig. 210. The circuit uses dual power supplies, and the opamp output switches alternately between positive and negative saturation levels. When the output is high, C1 charges via R1 until the stored voltage bees more positive than the value set by R2R3 at the noninverting input. The output then regeneratively switches negative, which causes C1 to start discharging via R1 until C1 voltage falls to the negative value set by output then regeneratively switches positive again, and the whole sequence repeats ad infinitum. A symmetrical square wave is developed at the output, and a nonlinear triangular waveform is developed across C1。 at a center frequency, f0, which can be calculated using this formula: f0=1/(2πCR) Fig. 22 Basic weinbridge sinewave oscillator. The Wien work is connected between the opamp39。, and is precisely 0176。 inverted phase shift with a smallsignal f0. Because the inverting opamp also causes a 180186。s output is at a positive saturation value of 8 volts. Under that condition the R^R? divider feeds a positive reference voltage about 80 mV to the noninverting input* Consequently, the output remains in that state until the input voltage rises to a value equal to 80 mV, The opamp39。由于放大器無法辨別加給它的輸入信號的來源，于是就會出現(xiàn)如下情況 ， 如果除去外加信號源，而將 2端同 1端接在一起，則放大器將如以前一樣，繼續(xù)提供一個同樣的輸出信號 X0。 雖然還可以總結(jié)出其他可用來確定頻率的原則，但可以證明，它們同上述原則是一致的 。因?yàn)槿绻?FA=1,則 Af → ∞ ,這可以解釋為，即使沒有外加信號電壓，也仍然有輸出電壓 。現(xiàn)假設(shè)即使最初能滿足這個條件，由于電路元件特性，特別是晶體管特性受老化、溫度和電壓等影響發(fā)生變化（漂移）， 于是很顯然，如果整個振蕩器聽其自然，則在很短的時間內(nèi)， |FA|就會變得不是小于 1,就是大于 1．在前一種情況下，只是振蕩停止而已，而在后一種情況下，我們就又需要用非線性來限制振幅。如果增益大于 1，則輸出波形將失真 。 實(shí)際中 ， R3和 R4之比必須仔細(xì)調(diào)整以使總增益為 1，這是產(chǎn)生 低失真正弦波所必須的。當(dāng)振蕩器輸出幅度上升時， RT被加熱 ， 阻值降低，自動減小電路增益，從而穩(wěn)定輸出信號的幅度 。 實(shí)質(zhì)上， 當(dāng)輸出接近零時， R3可使電路增益稍大于 1，從而使電路振蕩。增加 C1C2十個數(shù)量級，可以減小輸出頻率十個數(shù)量級（即 10倍）。 在平衡電路中， R1=R2=2(R3＋ R4),C1=C2=C3/2,當(dāng)網(wǎng)絡(luò)平衡完美時，為陷波濾波器在中心頻率 f0處輸出為 0，而在其他頻率處有確定輸出，輸出相移 180?可變 。當(dāng)二極管正向電壓超過 500mV時，將減小增益。當(dāng)輸出為高電平時， C1通過 R1充電，直到 C1上存儲的電壓比在同相輸入端由 R2R3分壓建立的正值更正時，輸出再次轉(zhuǎn)為負(fù)向飽和電壓，使 C1又通過 R1放電，直到C1上的電壓降到由 R2R3分壓建立的負(fù)值更負(fù)時，輸出再次轉(zhuǎn)換為正向飽和電壓，如此循環(huán)下去