【正文】 第 19 頁 ? 圖 69， 能獨(dú)立控制 a a 2和 a 3共 3個時刻 。 從圖 612得 因此可得 三角波一周期內(nèi) ， 脈沖兩邊間隙寬度 tau rs i nr ??2/22/s i n1cDrTta ????)s i n1(2 Drc taT ?? ??? ? )s i n1(42139。 2?r和 2?c177。U1V1 W1U2V2 W2uUuVuWUVW2Ud2Ud圖 620 二重 PWM型逆變電路 第 6章 第 41 頁 ? 輸出線電壓共有 0、 (177。 （致命缺點(diǎn)） （ 5）閉環(huán)控制，是各種跟蹤型 PWM變流電路的共同特點(diǎn) 滯環(huán)比較方式 第 6章 第 47 頁 ? 采用滯環(huán)比較方式實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制 ? 把指令電壓 u*和輸出電壓 u進(jìn)行比較 ， 濾除偏差信號中的諧波 ， 濾波器的輸出送入滯環(huán)比較器 ， 由比較器輸出控制開關(guān)器件的通斷 ，從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制 圖6 2 6濾波器+uu *u2Ud2Ud圖 626 電壓跟蹤控制電路舉例 滯環(huán)比較方式 第 6章 第 48 頁 ? 和電流跟蹤控制電路相比 ， 只是把指令和反饋信號從電流變?yōu)殡妷? ? 輸出電壓 PWM波形中含大量高次諧波 ， 必須用適當(dāng)?shù)臑V波器濾除 ? u*=0時 ， 輸出電壓 u為頻率較高的矩形波 ， 相當(dāng)于一個自勵振蕩電路 ? u*為直流信號時 ， u產(chǎn)生直流偏移 ， 變?yōu)檎?fù)脈沖寬度不等 ， 正寬負(fù)窄或正窄負(fù)寬的矩形波 ? u*為交流信號時 ， 只要其頻率遠(yuǎn)低于上述自勵振蕩頻率 ， 從 u中濾除由器件通斷產(chǎn)生的高次諧波后 ， 所得的波形就幾乎和 u* 相同 ， 從而實(shí)現(xiàn)電壓跟蹤控制 滯環(huán)比較方式 第 6章 第 49 頁 三角波比較方式 ? 基本原理 ? 不是把指令信號和三角波直接進(jìn)行比較 ， 而是通過閉環(huán)來進(jìn)行控制； ? 把指令電流 i*U、 i*V和 i*W和實(shí)際輸出電流 iU、 iV、 iW進(jìn)行比較 ， 求出偏差 ， 通過放大器 A放大后 ， 再去和三角波進(jìn)行比較 ， 產(chǎn)生 PWM波形； ? 放大器 A通常具有比例積分特性或比例特性 ， 其系數(shù)直接影響電流跟蹤特性 。 ? ， 和 分別和各自的電源電壓同相位 ， 其幅值和反映負(fù)載電流大小的直流信號 id成正比 ， 這是整流器運(yùn)行時所需的交流電流指令信號 。OttttOOOuW N 39。uUVu1 11 1 0 . 5uP2Ud?2Ud圖 620 二重 PWM型逆變電路 圖6 2 0N39。URUsIsUABIs?uU 2N 39。?? 39。 學(xué)完本章才能對逆變電路有較完整的認(rèn)識 第 6章 第 69 頁 本章小結(jié) ? PWM控制技術(shù)用于整流電路 ? PWM控制技術(shù)用于整流電路即構(gòu)成 PWM整流電路 ? 可看成逆變電路中的 PWM技術(shù)向整流電路的延伸 ? PWM整流電路已獲得了一些應(yīng)用 ， 并有良好的應(yīng)用前景 ? PWM整流電路作為對第 2章的補(bǔ)充 ， 可使我們對整流電路有更全面的認(rèn)識 第 6章 第 70 頁 本章小結(jié) ? PWM控制技術(shù)與相位控制技術(shù) ? 以第 2章相控整流電路和第 4章交流調(diào)壓電路為代表的 相位控制技術(shù) 至今在電力電子電路中仍占據(jù)著 重要 地位 ? 以 PWM控制技術(shù)為代表的 斬波控制技術(shù) 正在越來越占據(jù)著主導(dǎo) 地位 ? 相位控制和斬波控制分別簡稱 相控 和 斬控 ? 把兩種技術(shù)對照學(xué)習(xí) ， 對電力電子電路的控制技術(shù)會有更明晰的認(rèn)識 圖 61 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖 f ( t )?? ( t )tO圖6 1a) b) c) d)tOtOtOf ( t )f ( t )f ( t )圖 62 沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形 a)Ob)圖 6 2tbdcai ( t )i ( t )e ( t )圖 63 用 PWM波代替正弦半波 ? tOua)b)圖6 3Ou? t圖 64 單相橋式 PWM逆變電路 信號波載波圖6 4調(diào)制電路Ud+V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4uoR Luruc圖 65 單極性 PWM控制方式波形 圖6 5urucuO? tO? tuouofuoUd Ud圖 66 雙極性 PWM控制方式波形 圖6 6urucuO? tO? tuouofuoUd Ud圖 67 三相橋式 PWM型逆變電路 圖6 7調(diào)制電路V1V2V3V4VD1VD2VD3VD4ucV6VD6V5VD5VUWNN39。 三角波比較方式 第 6章 第 52 頁 PWM整流電路及其控制方法 ? 實(shí)用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極管整流 ? 晶閘管相控整流電路：輸入電流滯后于電壓 ， 且其中諧波分量大 ， 因此功率因數(shù)很低 ? 二極管整流電路：雖位移因數(shù)接近 1， 但輸入電流中諧波分量很大 ， 所以功率因數(shù)也很低 ? 把逆變電路中的 SPWM控制技術(shù)用于整流電路 ， 就形成了 PWM整流電路 ? 控制 PWM整流電路 ， 使其輸入電流非常接近正弦波 ， 且和輸入電壓同相位 ， 功率因數(shù)近似為 1， 也稱 單位功率因數(shù)變流器 ， 或 高功率因數(shù)整流器 第 6章 第 53 頁 ? PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類 ， 目前電壓型的較多 1． 單相 PWM整流電路 ? 圖 628a和 b分別為 單相半橋 和 全橋 PWM整流電路 ? 半橋電路直流側(cè)電容必須由兩個電容串聯(lián) ，其中點(diǎn)和交流電源連接 ? 全橋電路直流側(cè)電容只要一個就可以 ? 交流側(cè)電感 Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內(nèi)部電感 ， 是電路正常工作所必須的 a)負(fù)載b)圖6 2 8usLsisRsV1V2V4V3ABVD3VD1VD2VD4+++udusLsRsV1V2VD1VD2ud負(fù)載C1C2圖 628 單相 PWM整流電路 a) 單相半橋電路 b) 單相全橋電路 PWM整流電路及其控制方法 第 6章 第 54 頁 PWM整流電路的工作原理 ? 單相全橋 PWM整流電路的工作原理 ? 正弦信號波和三角波相比較的方法對圖 628b中的 V1~V4進(jìn)行SPWM控制 ， 就可以在橋的交流輸入端 AB產(chǎn)生一個 SPWM波 uAB ? uAB中含有和正弦信號波同頻率且幅值成比例的基波分量 ， 以及和三角波載波有關(guān)的頻率很高的諧波 ， 不含有低次諧波 ? 由于 Ls的濾波作用 ， 諧波電壓只使 is產(chǎn)生很小的脈動 ? 當(dāng)正弦信號波頻率和電源頻率相同時 ， is也為與電源頻率相同的正弦波 ? us一定時 ， is幅值和相位僅由 uAB中基波 uABf的幅值及其與 us的相位差決定 ? 改變 uABf的幅值和相位 ， 可使 is和 us同相或反相 ， is比 us超前 90176。 Ud五個電平，比非多重化時諧波有所減少 ? 電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，只要很小的電抗器就可以了 ? 輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為n?c+k?r，但其中 n為奇數(shù)時的諧波已全被除去，諧波最低頻率在 2?c附近，相當(dāng)于電路的等效載波頻率提高一倍 圖6 2 1Ud UdOurUurVuc2uc1? tuUVuO? tO? tO? tO? tO? tuU 1N 39。后者的諧波分布情況和 SPWM波的諧波分析一致 PWM逆變電路的諧波分析 第 6章 第 33 頁 提高直流電壓利用率和減少開關(guān)次數(shù) ? 直流電壓利用率 —— 逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值 U1m和直流電壓 Ud之比 ? 提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力 ? 減少器件的開關(guān)次數(shù)可以降低開關(guān)損耗 ? 正弦波調(diào)制的三相 PWM逆變電路 ， 調(diào)制度 a為 1時 ， 輸出線電壓的基波幅值為 ， 直流電壓利用率為 ， 實(shí)際還更低 ? 梯形波調(diào)制方法的思路 ? 采用梯形波作為調(diào)制信號 ， 可有效提高直流電壓利用率 ? 當(dāng)梯形波幅值和三角波幅值相等時 ， 梯形波所含的基波分量幅值更大 dU)2/3(第 6章 第 34 頁 ? 梯形波調(diào)制方法的原理及波形 ? 梯形波的形狀用 三角化率 s? =Ut/Uto描述 ，Ut為以橫軸為底時梯形波的高 ， Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長后相交所形成的三角形的高 ? s?=0時梯形波變?yōu)榫匦尾?， s?=1時梯形波變?yōu)槿遣? ? 梯形波含低次諧波 ， PWM波含同樣的低次諧波 ? 低次諧波 （ 不包括由載波引起的諧波 ）產(chǎn)生的波形畸變率為 ?? 圖6 1 5ucurUurVurWuuU N 39。 ? 同一三角波周期內(nèi)三相的脈寬分別為 ?U、 ?V和 ?W， 脈沖兩邊的間隙寬度分別為 ?’U、 ?’V和 ?’W， 同一時刻三相調(diào)制波電壓之和為零 ， 由式 (66)得 (68) 由式 (67)得 (69) 利用以上兩式可簡化三相 SPWM波的計(jì)算 23 cWVUT??? ???4339。 a1變 ， a a2和 a3也相應(yīng)改變 ???????????????????????0)7c o s27c o s27c o s21(720)5c o s25c o s25c o s21(52)c o s2c o s2c o s21(2321d7321d5321d1aaa?aaa?aaa?UaUaUa(65) 計(jì)算法和調(diào)制法得到 PWM波 第 6章 第 21 頁 ? 一般，在輸出電壓半周期內(nèi)器件通、斷各 k次，考慮 PWM波四分之一周期對稱， k個開關(guān)時刻可控，除用一個控制基波幅值，可消去 k－ 1個頻率的特定諧波 ? k越大，開關(guān)時刻的計(jì)算越復(fù)雜 ? 除計(jì)算法和調(diào)制法外，還有跟蹤控制方法，在 計(jì)算法和調(diào)制法得到 PWM波 第 6章 第 22 頁 異步調(diào)制和同步調(diào)制 ? 載波比 —— 載波頻率 fc與調(diào)制信號頻率 fr之比 ， N= fc / fr ? 根據(jù)載波和信號波是否同步及載波比的變化情況 ， PWM調(diào)制方式分為 異步調(diào)制 和 同步調(diào)制 1. 異步調(diào)制 ? 異步調(diào)制 —— 載波信號和調(diào)制信號不同步的調(diào)制方式 ? 通常保持