【正文】 須對信道進(jìn)行估計,以對抗碼間干擾和多徑衰落。直到1982年，Weinstei和Ebert提出基于離散傅里葉變換(DFT)的OFDM基帶調(diào)制，才使得人們開始重視這一技術(shù)。畢業(yè)設(shè)計論文基于OFDM技術(shù)的無線通信系統(tǒng)的信道估計的研究畢業(yè)設(shè)計（論文）原創(chuàng)性聲明和使用授權(quán)說明原創(chuàng)性聲明本人鄭重承諾：所呈交的畢業(yè)設(shè)計（論文），是我個人在指導(dǎo)教師的指導(dǎo)下進(jìn)行的研究工作及取得的成果。1990年，Peled和Ruiz提出的循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)，解決了信道正交性問題。對于OFDM系統(tǒng)，信道估計的任務(wù)就是，根據(jù)接收到的已失真的、疊加了AWGN的信息序列來準(zhǔn)確估計出信道的頻域傳輸特性，換句話說，就是估計OFDM各正交子信道的頻率響應(yīng)值。第五章是本文的總結(jié)與展望。與單載波系統(tǒng)相比，多載波系統(tǒng)具有的明顯優(yōu)勢是，能夠很好地對抗頻率選擇性衰落。在實際應(yīng)用中，一般采用等效基帶信號來描述OFDM輸出信號，具體的數(shù)學(xué)表達(dá)式見式(21)。用循環(huán)前綴來填充保護(hù)間隔，只要保護(hù)間隔長度大于信道的最大時延擴(kuò)展，信道便仍然正交，這樣便可進(jìn)一步降低ISI和ICI的影響。OFDM技術(shù)的缺點主要有：(1)存在一定概率的PAPR。在下行鏈路中，基站通過廣播控制信道(BCCH)向各移動臺發(fā)送同步信號；在上行鏈路中，為保證各信道的正交性，到達(dá)基站的各移動臺信號也必須保持同步。盡管N路信號同時出現(xiàn)峰值是低概率事件，但為了滿足接收端信號的完好無損，發(fā)送端要求高功率放大器(HPA)具有很大的線性范圍，這將降低發(fā)射機(jī)的工作效率。對于現(xiàn)代通信系統(tǒng)，信道在時域存在時間選擇性衰落特性，在頻域存在頻率選擇性衰落特性，而系統(tǒng)又必須適應(yīng)突發(fā)性數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，因此，信道估計仍是目前學(xué)術(shù)界較難攻克的難題之一。其優(yōu)點是系統(tǒng)頻譜利用率高，而缺點是需要接收到足夠多的數(shù)據(jù)才能得到可靠估計值，因而運算時間長，信號實時處理性差，這就阻礙了它在實際系統(tǒng)中的應(yīng)用。 OFDM信道特性一般地，研究無線通信系統(tǒng)的信道特性時，通常是基于收發(fā)信機(jī)之間否存在視距分量。導(dǎo)頻信號不能任意選擇，而是要根據(jù)具體環(huán)境選擇導(dǎo)頻的結(jié)構(gòu)和數(shù)量。化簡后得到： (31)其中是頻率方向上的最小間隔，是最大時延擴(kuò)展，是歸一化的子載波間隔。下面要做的工作就是根據(jù)Y對信道的沖激響應(yīng)進(jìn)行估計。LS估計在導(dǎo)頻處的表達(dá)式為： (321)P為導(dǎo)頻信息的位置，在式(321)中，噪聲分量均值為零，其協(xié)方差矩陣為： (322)分別為噪聲方差和導(dǎo)頻信號功率，是K階單位矩陣。由于DSP技術(shù)日益成熟，基于DFT信道估計算法的實現(xiàn)非常容易。表34對64子載波與128子載波下誤碼率和均方誤差做了比較，可以得出，對于同一算法，子載波數(shù)越多，各算法的估計性能越差，這也說明子載波之間相互影響越大。相同誤碼率下，改進(jìn)算法的SNR較DFT算法有4dB的提升，；同樣，相同誤碼率下，較LS算法有8dB的提升。clear all。 for m=1:2 s=s+(exp(j*pi*(1/N)*tau(m))* (( sin(pi*tau) / sin(pi*(1/N)*(tau(m)k)))))。%設(shè)置SNR為5dBNo=fft(noise)。%================= 求H_mmse ===================%u=rand(N,N)。 end%================ 求H_lmmse ===================%u=rand(N,N)。 end%============================= 生成隨機(jī)序列 =============================%for c=1:1000X=zeros(N,N)。%加入復(fù)高斯白噪聲noise=awgn(n1,SNR_send)。 end end%============== LS估計器的接收 ================% I=inv(Hls)* Y。 end end endser_l(n)=error_count_l/128000。vk39。semilogy(SNR,ser_mmse,39。)。OFDM系統(tǒng)無估計,LS,MMSE,LMMSE和DFT算法的比較(SER))。LMMSE算法39。DFT算法39。無估計算法39。SNR (dB)39。)。axis([2,16,*,*1])。ser_mmse(n)=error_count_mmse/64000。 else I(k)=1。No=fft(noise)。 for i=1:N if (d(i)=) d(i)=+1。%DFT矩陣I=eye(N,N)。%DFT矩陣I=eye(N,N)。%============================= 計算誤碼率 ================================%for n=1:8SNR_send=2*n。endG=g39。d=rand(N,1)。、DFT、改進(jìn)DFT算法的均方誤差比較圖，該圖直觀地反映了改進(jìn)算法在降低MSE的優(yōu)越性。 改進(jìn)的DFT估計算法框圖在信道估計時，先將頻域轉(zhuǎn)換為時域，使用漢寧(Hanning)窗使帶外噪聲迅速衰減，然后補(bǔ)零達(dá)到循環(huán)前綴長度，之后去窗再轉(zhuǎn)換到頻域。：表33 OFDM信道估計仿真參數(shù)調(diào)制方式BPSK信道噪聲類型AWGN子載波間隔(MHz)導(dǎo)頻插入比4(64載波)，8(128載波)導(dǎo)頻數(shù)(個)16碼元周期(ns)保護(hù)間隔(ns)子載波速率(Baud/s)320M循環(huán)前綴周期(ns)第一組，子載波數(shù)為64的仿真對比圖： 64子載波下各估計算法誤碼率(SER)比較 64子載波下各估計算法均方誤差(MSE)比較第二組，子載波數(shù)為128的仿真對比圖： 128子載波下各估計算法誤碼率(SER)比較 128子載波下各估計算法均方誤差(MSE)比較表34 各算法在64子載波和128子載波下的誤碼率比較 估計算法載波數(shù)無估計LS算法MMSE算法LMMSE算法DFT算法64128表35 各算法在64子載波和128子載波下的均方誤差比較 估計算法載波數(shù)無估計LS算法MMSE算法LMMSE算法DFT算法64128從以上各圖可以看出，LS估計器算法簡單，但存在著很高的誤碼率和均方誤差，該估計器一般用于理論研究，或低數(shù)據(jù)速率傳輸系統(tǒng)。當(dāng)導(dǎo)頻信息的星座點等概出現(xiàn)時， W可簡化為： (325)為常數(shù)，一般取，SNR是信號噪聲比。 LS估計器結(jié)構(gòu)圖可見對于最小平方估計器，只需知道接收樣本Y的信息即可，因此硬件實現(xiàn)簡單，這也是該算法的優(yōu)勢所在。對式(31)和式(32)向上取整，便可得到一幀中所包含的導(dǎo)頻符號總數(shù)： (33)其中是一幀所包含的正交頻分復(fù)用符號個數(shù),是子載波數(shù)。根據(jù)正交頻分復(fù)用系統(tǒng)組成原理，導(dǎo)頻的插入可以在時域進(jìn)行，也可以在頻域進(jìn)行。表31給出了四種信道模型的參數(shù)對比情況。對導(dǎo)頻輔助信道估計和盲信道估計進(jìn)行折中處理