【正文】 formanceAlways betterAlways worsePerformance for 1RBSubstantially better for 4RS per sector。表格 25 不同長度方案不同上行參考序列之間互相關(guān)性[13]N1Cyclic copy from N1TruncatedMeanMaxMin對于N1方案，相關(guān)值為1/sqrt(L)；而對于“Cyclic copy from N1”和“Truncated”方案的相關(guān)值也是合理的，由于通過相關(guān)操作，序列本身的理論相關(guān)屬性已經(jīng)失去了。圖表 28 ZC序列長度與序列數(shù)量關(guān)系[11]注：上圖的x索引單位為RB，每個RB為12個subcarrier表格 24 ZC序列長度與序列數(shù)量關(guān)系表[11]Number of Resource BlocksRS Sequence LengthNumber of Base Sequences112422483361244816560166722478424896329108361012032111324012144481315648141684815180482024064253008050600160759002401001200320在參考文獻[8]中，針對這個問題提出了幾種解決方案（假設N為業(yè)務占用子載波長度，為偶數(shù)）：1. 以N為序列長度，設計ZC序列。當然將SB改為LB，在時間上是導頻參考信號出現(xiàn)頻率降低也必將導致一些問題。在這次會議中有14個公司支持CDM方式，8個公司支持FDM方式。4. 小區(qū)間干擾的影響：當單一干擾存在的時候，CDM會更好，但是在仿真過程中發(fā)現(xiàn)對于多個UE的干擾時，CDM與FDM之間的差異便可忽略。2. BLER性能：在絕大多數(shù)場景中，CDM與FDM應該是一致的。圖表 26 上行參考信號SB2相對與SB1的Staggering[3]2. 參考信號占用一個子載波集合，該集合為傳輸數(shù)據(jù)塊所對應頻譜位置，各用戶之間子載波則會在頻譜上重疊。它實質(zhì)上是一種CDM的方式。 上行PUSCH DM參考信號設計 多UE在SIMO模式下復用方式在下行鏈路中，對于每個用戶而言同步是自己完成，因此通常認為不會存在由不同步而導致破壞了信號的正交性，但是在上行鏈路中卻不然，對于NodeB而言由于各個UE信號發(fā)射時間的差異，可能會導致NodeB對于每個UE的同步并不準確而破壞了信號之間原有的正交性。關(guān)于究竟用長塊還是短塊來承載上行的參考信號傳輸在各公司之間引起了激烈的討論，一些公司給出了兩種時隙結(jié)構(gòu)下的BLER性能的仿真結(jié)果，作為取舍的參考。他們認為：當時之所以決定在上行的子幀（時隙）結(jié)構(gòu)中包含短塊，是為了讓其承載上行參考信號，這樣做最主要的優(yōu)點是既可以讓兩個在時間上分離的參考信號在一個TTI（）內(nèi)進行插值，而又依然能夠?qū)⒖夹盘柕拈_銷保持在14%左右。 7,() 180。 7,() 180。 1*,() 180。而這個主題已經(jīng)不再是我們這里討論的主要范疇了，有興趣的讀者可以查閱參考文獻[1]，其中有較為詳細的分析和介紹。這主要是基于在保證一定的信道估計質(zhì)量的前提下，盡量降低導頻開銷的考慮，使得能夠根據(jù)實際的應用場景，對導頻塊進行靈活的配置。任意一個參數(shù)的設置都不可能是任意的，都需要權(quán)衡所有的制約因素，選擇一個最優(yōu)的方案，對于導頻塊的設計當然也不例外。在公司內(nèi)部文檔相關(guān)參考文獻[1]中有詳細介紹，我們這部分內(nèi)容將從中取出分析。 預期讀者和閱讀建議列舉本文檔所針對的不同讀者，如開發(fā)人員、項目經(jīng)理、測試人員或文檔編寫人員等，提出適合各類用戶的閱讀建議。與下行鏈路不同，上行鏈路最終采用的是基于單載波頻分復用（SCFDMA）的多址方式。同時導頻塊之間需要保持一定的時間間隔，但該間隔也不能過大，這樣有利于聯(lián)合一個子幀內(nèi)的各導頻塊進行子幀內(nèi)插值，并且，在Localized映射的情況下，還能夠聯(lián)合相鄰子幀的導頻塊進行子幀間插值，進一步提高信道估計的質(zhì)量。對應于圖表 21的其它參數(shù)的設置分別表格 21和表格 22所示。 810() 180。 8*: {(x1/y1) 180。 1*5() 180。 n2} means (x1/y1) for n1 pilot or data blocks and (x2/y2) for n2 pilot or data blocks LTE上行幀結(jié)構(gòu)的演進及最終方案同下行相一致，上行幀結(jié)構(gòu)也引入了時隙和子幀的概念。如圖表 22所示的子幀結(jié)構(gòu)的缺點是：由于每個TTI中僅有兩個參考信號，那么在高多普勒環(huán)境中，其性能必然要降低。在2GHz載波頻率及350Kmph速度條件下，兩者在10% BLER性能方面將相差大約1dB。如圖表 24圖表 24 上行Distributed(左)與Localized(右)參考信號結(jié)構(gòu)[3]上行信號的正交性可以通過以下方式獲得1. 通過發(fā)送每一個上行參考信號在不同的子載波子集中（圖表 25左圖），這種方案會在頻域上得到信號之間正交性，同時它可以同時應用在Distributed和Localized任何一種結(jié)構(gòu)中。2. Localized參考信號結(jié)構(gòu)與傳輸數(shù)據(jù)有相同頻譜位置，或者Distributed參考信號結(jié)構(gòu)但是被限制放在與傳輸數(shù)據(jù)有相同頻譜的位置，同時只占其中的一部分。FDM方式的主要問題在參考信號是基于短ZadoffChu序列生成的，短的ZadoffChu序列將意味著更少可使用序列數(shù)量這將加大小區(qū)在參考信號分配規(guī)劃時的復雜度。支持FDM方案的公司認為[10]：1. 正交導頻信號的數(shù)量：CDM所給出的正交導頻信道數(shù)量要比FDM少，因此可能需額外產(chǎn)生其它的正交序列。3. 在信道時延擴展超出循環(huán)時延保護長度的時候，F(xiàn)DM方式通常比CDM會有更好的性能（）。，如此設計主要是為了在參考信號開銷不超過14%的前提下，一個TTI中分別兩個參考信號可以進行很好的信道估計，當然這就必然需要插值操作，該原有的導頻參考信號的很多優(yōu)勢已經(jīng)不再存在了。對于這個兩個序列的一些專有屬性在關(guān)于Cell Search和Random Access的文檔中有較詳細的介紹，這里不再進行分析和說明。同時由于該屬性主要在序列長度較小的時候差異比較大，因此將把問題重點放在RB數(shù)量較小的場景中，因此在下面結(jié)果是針對1個RB時的情況。圖表 213 Fujitsu關(guān)于各方案的CM值[13]在參考文獻[14]對不同方案所能生成的有效序列個數(shù)有給出了詳細的分析，由于篇幅問題，我們這里不再詳述了，有興趣可以進行查閱。3. 整個序列的生成方式非常簡單。但是在“Temporally”方面仍然沒有進一步考慮[20]。因此Ericsson建議使用CellBased Assignment的方式。NTT DoCoMo在參考文獻[29]中提出了雙層Hopping/Shifting序列分組的方式，認為將序列按照30個序列一組的方式進行劃分（由于小RB時根索引值為0~29，所以每一組的值不應該超過這個值[28]），而分組的基本號通過小區(qū)ID是最好的選擇，所以被分組的序列總數(shù)應該為510（后改為504），如下面圖表 218所示。下面圖表 220為表格 212所對應的碰撞次數(shù)分布，我們可以發(fā)現(xiàn)碰撞次數(shù)超過2的非常的低，超過3的則幾乎為0。為了可以得到好的隨機化性能，應該預先生成足夠量的結(jié)果，而且需要指出的是實際中不需要偽隨機序列發(fā)生器，而是通常預置存儲的方式。最后的定稿在細節(jié)上和上述還是有些出處的，需要注意。其中為Sequencegroup u的基本序列；基本序列shift索引為v；，為發(fā)射機t的時間循環(huán)移位。而小區(qū)cyclic shift的Hopping主要目的就是增加不同小區(qū)之間導頻參考序列之間的互相關(guān)特性。在后一次會議RAN149bis上，各個公司最后相互妥協(xié)達成一致。4. 保持額外DM參考信號的位置固定。而由于RB數(shù)量受到限制，如果要是希望性能上不受到明顯損失，最大用戶數(shù)量只能達到6個。因此便有了上述我們所看到的結(jié)果。4. 為上行同步跟蹤、保持提供相關(guān)測量。這個問題的討論相對是比較復雜的，首先是有公司提出與DM RS相同的方案就是Distributed SRS和Localized SRS，同時認為Distributed SRS可以覆蓋整個頻帶，首先我們知道采用Distributed SRS模式的時候，可以大大增加。Channel Sounding RS信號的討論與DM RS信號的討論在會議的初始階段是一起討論的，尤其關(guān)于序列的選擇和生成方式、復用方式，它們幾乎用的相同方法，知道中后期，兩者的討論才被漸漸地分開。 it maintains cyclic shifts orthogonal in typical channel for while it provides sufficient number of cyclic shifts for multiuser MIMO and cyclic shift separation between cells using the same DM RS group. Hence we propose that DM RS cyclic shift for PUSCH is given by. 上行Sounding參考信號設計在LTE系統(tǒng)中，上行鏈路中除了用于PUSCH與PUCCH解調(diào)之外的DM RS參考信號之外，還有一種Sounding Reference Signal參考信號。圖表 232 Qual關(guān)于PUCCH兩個符號導頻結(jié)構(gòu)[48]如上面圖表 232所示，這是Qual給出使用兩個OFDM中的RB實現(xiàn)支持更多UE數(shù)量的考慮，其中認為12個用戶可以通過在時域上使用Walsh序列區(qū)分，頻域中則使用ZC序列的偏移進行區(qū)分，這樣相當與可以通過Walsh序列生成兩個用戶的子集，而對于參考信號（也是ZC序列）則可以通過FFT矩陣序列加以區(qū)分（也是CDM方式），當然這種情況下，由于每個UE所對應的bit信息資源變少，則可能導致性能的下降，但是由于導頻數(shù)量的增加在一定程度上會提高信道估計的可靠性。 信息bit數(shù)確定 上行PUCCH參考信號設計在關(guān)于PUCCH參考信號設計的議題在整個會議中是與PUSCH參考信號設計一起并行進行的，主要是因為二者在設計過程可以有很多的共同點，在最終的協(xié)議中，我們也發(fā)現(xiàn)它有大量的共同之處，比如序列的設計，序列的Hopping，Cyclic shift Hopping等等。圖表 227 參考文獻[39]中對上行導頻高速場景方案[39]DM：demodulation RS xDM：extra demodulation RS SRS：Sounding RS下面給出了相關(guān)方案的仿真結(jié)果，結(jié)果的假設表格 216相一致。 TDD上行參考信號設計關(guān)于TDD考慮主要的問題集中在長塊（LB）與短塊（SB）選取。同時一些公司提出通過Cyclic time shift的Hopping可以使干擾隨機化，即一個UE所使用的Cyclic time shift在時間上是變換的。在此時刻每個UE之間的RS信號是相互干擾的，因此一些能夠?qū)⒉煌琔E在相同RB資源空間的RS信號區(qū)分開的方法就成為十分必要的了。按照如上所述生成序列Hopping的碰撞概率表如下表格 214 Ericsson在參考文獻[33]中方案的碰撞概率[33]Number of collisionsCollision probability (%)055131210345我們會發(fā)現(xiàn)上面表格的結(jié)果與圖表 220中的結(jié)果基本是持平的。表格 213 Qual對導頻Hopping公式初始化表[32]Initializer BitValueSubframe_IDRoot_hopping_pattern_ID其中，Root_hopping_pattern_ID來選擇17個根Hopping模式。(a) Pure planning (b) Planning and hopping圖表 219 NTT DoCoMo關(guān)于雙層sequence hopping/shifting示意圖[29]上面圖表 219給出一個雙層sequence hopping/shifting pattern的示意圖，第一幅圖是只使用了Sequence shifting，而沒有采用hopping，而在第二幅圖中則采用了Hopping和shifting兩種方案，通常認為在一個小區(qū)簇內(nèi)部，上行RS干擾抑制要歸功于Sequence Shifting，而在小區(qū)簇之間的干擾來自于root hopping隨機化降低RS信號碰撞的概率。在RAN149bis次會議上討論有如下結(jié)果[27]1. 對于Base Sequences和Hopping Pattern的信令應該如何處理？通過BCH廣播或者通過子幀號或者其它，需要確定。RS序列hopping可以按照如下描述，任何給定的UE按照一定規(guī)定改變其上行發(fā)送的RS參考信號序列。相關(guān)性能比較：圖表 214 各公司上行短參考信號設計互相關(guān)性能比較[18]表格 28 各公司上行短參考信號設計互相關(guān)性能對照表[18]CM值比較：表格 29 各公司上行短參考信號設計CM值對照表[18]Memory比較：表格 210 各公司上行短參考信號設計Me