【正文】 最大占空比，有利于反饋回路的控制和減小輸出電容的應(yīng)力。在實(shí)際變壓器中，如果初級磁通不全部匝鏈，次級就會產(chǎn)生漏感。若兩根導(dǎo)線厚道大于穿透深度，流過相反的且相等的高頻電流和時，導(dǎo)線A流過的電流產(chǎn)生的磁場穿過導(dǎo)線B,與集膚效應(yīng)相似，在導(dǎo)線B中產(chǎn)生渦流。工程上定義從表面到電流密度下降到表面電流密度的1/e的厚度為穿透深度△，其與頻率和導(dǎo)線物理性能的關(guān)系式為：（221）式中，為導(dǎo)線材料的磁導(dǎo)率，為材料的電導(dǎo)率，k為材料電導(dǎo)率溫度系數(shù)，為角頻率。這樣主電流和渦流之和在導(dǎo)線表面加強(qiáng)，越向?qū)Ь€中心越弱，電流趨向于導(dǎo)體表面，這就是所謂的集膚效應(yīng)。因此，弄清楚寄生參數(shù)產(chǎn)生的原因，從根本上找到減少這些不利的高頻電磁效應(yīng)的方法，是改善開關(guān)電源中變壓器的性能，從而提高開關(guān)電源的可靠性的有利途徑。根據(jù)選擇的IC控制芯片和開關(guān)管的不同，設(shè)計(jì)步驟可能有所不同，大基本上不會有很大的差異。此時因?yàn)橛谐跏茧娏?，使平均功率增大，故輸出功率也增大。在連續(xù)狀態(tài)下，導(dǎo)通期間的磁通則是從升到，而截止期間磁通則是從降到，也實(shí)現(xiàn)磁通復(fù)位。設(shè)計(jì)單端反激式開關(guān)電源，要在保證穩(wěn)定正常工作的前提下，盡量降低成本，提高電源效率。變壓器的設(shè)計(jì)關(guān)系到反激式開關(guān)電源的能量能否有效地傳遞到輸出端，使輸出端有穩(wěn)定的電壓輸出并保證開關(guān)電源有較高的轉(zhuǎn)換效率。 在連續(xù)狀態(tài)下單端反激式變換器的電壓、電流和磁通波形在磁化電流連續(xù)狀態(tài)情況下，當(dāng)Q1再次導(dǎo)通開始下一個周期時，變壓器原邊電流不是從零增大，而是從初始值開始按的速率升高，在Q1導(dǎo)通結(jié)束時增大到。另外，輸出電壓值還隨輸入電壓的變化而改變，并隨導(dǎo)通時間的延長而增大。根據(jù)式（16），單端反激式變換器的副邊電流工作狀態(tài)有三種：磁化電流的臨界狀態(tài)：（） （28）磁化電流的非連續(xù)狀態(tài)：（） （29）磁化電流的連續(xù)狀態(tài)：（） （210） 在臨界狀態(tài)下單端反激式變換器的電壓、電流和磁通波形 臨界狀態(tài)是指：開關(guān)管Q1在截止時間結(jié)束的過程與副邊繞組電流衰減到零所需的時間相等，即Q1在重新導(dǎo)通之前，副邊電流正好降低到零，原邊繞組電流也將從零開始線性升高，升高速率為。在Q1導(dǎo)通期間，輸入直流電壓加在原邊繞組兩端，使原邊線圈中的電流線性升高：。 單端反激式變換電路結(jié)構(gòu)簡圖，其具有如下優(yōu)點(diǎn)[8]：（1） 開關(guān)器件少，電路簡單；（2） 不存在開關(guān)管直通問題，工作可靠性高；（3） 變壓器單向工作，不存在電路不平衡造成的偏磁飽和問題。而通常消磁線圈的匝數(shù)和原邊繞組的匝數(shù)相等，占空度D，以避免由于晶體管的存儲時間使鐵心不能復(fù)位。通過取樣、比較放大、驅(qū)動電路控制開關(guān)周期的占空比，把電網(wǎng)輸入整流濾波后的直流高壓，變成了高頻交變開關(guān)脈沖并傳遞到副邊，再經(jīng)二次整流濾波輸出客戶所需要的特定直流電壓和電流值。必要時還要求實(shí)現(xiàn)控制電路輸出與反饋輸入之間的隔離。按變換器電路分類，則有單端變換器（分為單端正激式、單端反激式兩種）和雙端變換器（分為推挽變換器、橋式變換器（又分為半橋式、全橋式兩種））。第三章將討論該輔助電源的三種實(shí)現(xiàn)方案的設(shè)計(jì)實(shí)例，其中第一種方案沿用公司較小功率產(chǎn)品中的輔助電源拓?fù)洌瑢ζ潆娐穮?shù)進(jìn)行反設(shè)計(jì)，產(chǎn)生設(shè)計(jì)計(jì)算報(bào)告，然后在該拓?fù)渖线M(jìn)行修改。所謂輔助電源，就是逆變器系統(tǒng)內(nèi)部用的給自身芯片提供驅(qū)動電壓或者工作電壓的電源，它的輸出精度和穩(wěn)定度直接影響到了逆變器其他模塊的正常工作。電壓型的特征是直流側(cè)采用電容進(jìn)行直流儲能，從而使直流側(cè)呈低阻抗的電壓源特性[4]。最近幾十年，太陽能的光伏利用通過以上幾種形式得到了迅猛的發(fā)展。人類為了更有效地利用能源一直在進(jìn)行著不懈的努力。太陽能以其清潔、無污染，并且取之不盡、用之不竭等優(yōu)點(diǎn)越來越得到人們的關(guān)注。并網(wǎng)逆變器實(shí)質(zhì)上是一個有源逆變系統(tǒng)。無論是并網(wǎng)逆變器中的哪一個模塊，都離不開電力電子技術(shù)，電力電子技術(shù)是光伏技術(shù)應(yīng)用與推廣的重要技術(shù)支撐。公司目前正在研發(fā)5KW功率的光伏并網(wǎng)逆變器，本文研究的正是該逆變器中的輔助電源的設(shè)計(jì)方案，其技術(shù)指標(biāo)為直流輸入250V～700V，較公司以前的3KW，1KW等較小功率的產(chǎn)品具有更高更寬的輸入范圍，同時具有更多路的輸出，其中增加了一路給風(fēng)扇供電的輸出端，這就增加了輔助電源的輸出功率。第二章 光伏并網(wǎng)逆變器輔助電源工作原理和設(shè)計(jì)方法[6]因此需要加適當(dāng)?shù)男ＵW(wǎng)絡(luò)或采用多反饋技術(shù)?，F(xiàn)代高頻開關(guān)電源中絕大多數(shù)采用PWM脈寬調(diào)制技術(shù)來實(shí)現(xiàn)對電路的控制。 脈寬調(diào)制DC/DC高頻開關(guān)穩(wěn)壓電源的基本電路，脈寬調(diào)制DC/DC高頻開關(guān)穩(wěn)壓電源的基本電路。本課題涉及的輔助電源即DC/DC功率變換電路，具有多路輸出，并帶有反饋控制，需要輸入部分和輸出部分有良好的隔離，所以適合采用反激式或正激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。因此，綜合考慮技術(shù)要求、成本、工藝和控制方式等因素，宜采用反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的電路實(shí)現(xiàn)DC/DC變換。因單端反激式變換器只是在原邊開關(guān)管導(dǎo)通期間儲存能量，當(dāng)它截止時才向負(fù)載釋放能量，所以高頻變換器在開關(guān)工作過程中，既起變壓隔離作用，又是電感儲能元件。當(dāng)Q1導(dǎo)通，電路工作進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，原邊電流又線性增大，變壓器又開始儲存能量。由式（212）可知，輸出電壓與負(fù)載電阻有關(guān)：負(fù)載電阻越大、輸出電壓越高，而負(fù)載電阻越小則輸出電壓越低。從式（21）看出，單端反激式變換器的高頻變壓器在Q1導(dǎo)通期間的儲存能量，與副邊的負(fù)載大小無關(guān)，即原邊繞組最大電流值不受負(fù)載影響，它只決定于原邊繞組電感量、施加的輸入電壓值E和導(dǎo)通脈沖寬度。大多數(shù)高集成IC器件都具有模擬和數(shù)字控制電路，能完成隔離變壓、調(diào)整穩(wěn)壓、自動保護(hù)等開關(guān)電源需要的全部功能，并且建立了IC內(nèi)部回路的穩(wěn)定性，因此能有效地縮減設(shè)計(jì)變數(shù)項(xiàng)目[6]。臨界連續(xù)模式和斷續(xù)模式的設(shè)計(jì)流程基本相同，而與連續(xù)工作模式有很大的區(qū)別，主要體現(xiàn)在變壓器原邊繞組的電流峰值不同，一般來說斷續(xù)模式下原邊繞組的電流峰值要大，而原邊繞組的電感量要小。反激式開關(guān)電源同樣也要遵循這個原則。從上面關(guān)系式看出，當(dāng)單端反激式變換器工作在磁化電流為連續(xù)狀態(tài)時，其輸出電壓只取決于原邊與副邊繞組匝數(shù)比、脈沖導(dǎo)通時間與截止時間之比，以及輸入電壓E的值，而與負(fù)載電阻大小無關(guān)。作者結(jié)合TOPSwitch產(chǎn)品手冊AN16給出的設(shè)計(jì)流程圖，給出一個比較通用的設(shè)計(jì)流程圖，適合于大多數(shù)IC控制芯片組成的反激式開關(guān)電源。但是隨著開關(guān)電源工作頻率增加，高頻電流值線圈中流通產(chǎn)生嚴(yán)重的高頻效應(yīng)，加之寄生電感、電容的影響大大地?fù)p害了開關(guān)電源電路的性能，如效率降低、電壓尖峰、寄生振蕩和電磁干擾等。根據(jù)電磁感應(yīng)定律，高頻磁場中導(dǎo)體內(nèi)沿長度方向的兩個平面L和N產(chǎn)生感應(yīng)電勢。當(dāng)流過低頻電流時，電感作用很??；但流過高頻電流時，由于分布電感作用，外部電感阻擋了外加電壓的大部分，只是在接近表面的電阻才流過較大電流。在兩根流過相反電流導(dǎo)線之間的磁場疊加，場地強(qiáng)度最強(qiáng)。導(dǎo)線的外側(cè)，既沒有電流，也沒有磁場。因此，減少匝數(shù)，選取大的窗口寬度可減少漏感。接下來是選擇磁芯規(guī)格，大體上可以有兩種方式，一種是通過計(jì)算電源所需要的總功率先選擇功率合適的磁芯，最后通過窗口校核和磁密度校核來判定所選的變壓器是否合適。最后通過窗口校核，如果符合就可以完成變壓器的設(shè)計(jì)了。，其中原邊繞組匝數(shù)為匝，副邊繞組的匝數(shù)為3匝，且該副邊輸出電壓是作為反饋電壓控制來調(diào)節(jié)占空比的，另外的副邊繞組應(yīng)以該副邊為準(zhǔn)。因此，有必要在原邊繞組設(shè)置一個箝位電路，它包括一個齊納箝位二極管和一個阻斷反接二極管。綜合考慮所有因素后，TOPSwitch漏極的最大電壓值計(jì)算如下：（33）。有效值計(jì)算式為：（35）。由于從產(chǎn)品資料上無法取得這一參數(shù)，作者考慮從電容充放電原理推算如下，由電容的電流電壓關(guān)系得到，查得TOP243的上升時間,關(guān)斷時間，而電壓變化則是從導(dǎo)通壓降到關(guān)斷期間TOP243兩端承受電壓的差值。4腳是功率MOSFET的源極連接點(diǎn)，用于高壓功率的回路，也是初級控制電路的公共點(diǎn)及參考點(diǎn)。當(dāng)直流總線電壓上升至大于495V后，將強(qiáng)制TOP243輸出關(guān)斷。計(jì)算這兩個零點(diǎn)點(diǎn)頻率，第一個零點(diǎn)頻率為第二個零點(diǎn)頻率為。從光耦TLP181的副邊出發(fā)，集電極電流最大不超過50mA，資料建議的最大工作電流值為10mA，而發(fā)射級與TOP243的控制腳串聯(lián)，以提供反饋電流從而改變占空比。從資料中可以看到，的最大允許電流可以是100mA，設(shè)計(jì)的最大電流不超過這個值，滿足器件規(guī)格。記輸出電壓為，由分壓關(guān)系可得：（311）對求全微分，并把改為正值，則：（312）等式兩邊同除以，得：（313）其中兩個電阻值相等，帶入上式可以得到，滿足設(shè)計(jì)要求精度為5%的輸出要求。另外，對于輸出反饋電壓的接法也有不同，基本上可分為2種：1）從最終輸出端子接；2）在輸出的LC濾波前接。另一個位于的零點(diǎn)由和構(gòu)成，用 表示。為了避免RHZ引起過多的相移，一般取環(huán)路帶寬為右半平面零點(diǎn)頻率的1/4～1/5[10]。 一般來說，幅值裕度都能自動滿足，只需考慮相位裕度。 對已有TOPSwitch拓?fù)潆娫吹男薷谋菊n題中輔助電源的主要技術(shù)指標(biāo)是直流輸入250V～700V，其余參數(shù)同前。根據(jù)計(jì)算結(jié)果，選擇耐壓600V的MOSFET，在最壞的情況下仍能留有200V的裕量。重新分析該電路的結(jié)構(gòu)，發(fā)現(xiàn)主要問題集中在MOSFET的驅(qū)動信號，其源極連接的結(jié)點(diǎn)在TOPSwitch關(guān)斷時成為一個虛地點(diǎn)，其電壓很難確定，因此MOSFET的驅(qū)動電壓就很難保證，甚至?xí)餗OSFET的誤導(dǎo)通。輔助電源的技術(shù)指標(biāo)同前所述，直流輸入范圍250V～700V，五路直流輸出，分別是，一路直流偏置+12V。查EI33的曲線圖，取對應(yīng)的值為。而阻斷二極管可以根據(jù)最大輸入電壓加上反射電壓來確定，選取1100V的快恢復(fù)二極管MUR1100。另外，從3844的工作電流和工作電壓曲線圖可以看到，當(dāng)?shù)碾妷褐荡笥趦?nèi)置齊納管的額定電壓以后，電流會急劇上升，這種情況比較危險(xiǎn)，因此有必要限制工作電流。也為從電流感應(yīng)電阻到電流補(bǔ)償器輸入端提供了延時功能。先決定輸出端的輸出電容，選取的電解電容，其串聯(lián)等效電阻。將具體數(shù)值帶入式（338）得到：（339）從式中可以看出RHZ的頻率為。，工作頻率是固定的，通過設(shè)置定時電阻和定時電容實(shí)現(xiàn)。 寬輸入反激式輔助電源方框圖電路拓?fù)涑薝C3844的個別引腳接法不同。因此，設(shè)計(jì)測試方案，從5V輸出端開始，采用逐級加載的方式，直到全部滿載，分別測量每種情況下的輸出電壓值。而在上述逐級加載的過程中，實(shí)際上就是一個負(fù)載電流從零變化到最大的一個過程，可以看到輸出電壓的最大變化量不到2V，相對變化量在8%左右。 。，以及其中的高頻變壓器的設(shè)計(jì)方法。還有一些細(xì)節(jié)的部分沒有考慮周到，如輸出端的二極管的反向恢復(fù)時間，會影響到輸出端電流的波動，這些都可以用緩沖電路來消除。蔣總在百忙之中給予我的耐心指導(dǎo)，讓我受益匪淺。謹(jǐn)以此文獻(xiàn)給所有關(guān)心我的老師、同事、同學(xué)、朋友和親人們！最后，向不辭辛勞，擔(dān)任本文評審工作和參加我論文答辯工作的各位老師致以誠摯的敬意！馬 超2009年5月 51 。其次，要感謝我的研究生師兄趙超。由于作者水平有限，難免出現(xiàn)錯誤，敬請各位專家和學(xué)者指正。，重新設(shè)計(jì)每一部分電路的參數(shù)，并結(jié)合自動控制理論對系統(tǒng)進(jìn)行相角和幅值裕量控制，提高電路的穩(wěn)定性。 ，在其關(guān)斷期間漏源極電壓尖峰達(dá)到750V，經(jīng)過振蕩后在MOSFET導(dǎo)通時變?yōu)?，導(dǎo)通和關(guān)斷時間都比較理想。本實(shí)驗(yàn)用型號為YOKOGAWA WT3000的精準(zhǔn)功率分析儀測試輸入和各路輸出的電流、電壓和功率，以此來計(jì)算電源的效率。 +5V輸出端加載其余空載情況下各路輸出電壓值 4035026047065V輸出12V輸出+15V輸出+24V輸出 逐級加載輸出電壓測試示意圖 +5V和12V輸出端加載其余空載情況下各路輸出電壓值 4045076037045V輸出12V輸出+15V輸出+24V輸出 除+24V空載外其余輸出端加載情況下各路輸出電壓值 4075026047015V輸出12V輸出+15V輸出+24V輸出 所有輸出滿載情況下各路輸出電壓值 4045075987025V輸出12V輸出+15V輸出+24V輸出衡量電源優(yōu)劣的指標(biāo)有很多，其中兩項(xiàng)就是