【正文】 sHsffnqqqReqnqHH?????????????Hs ff 2?根據(jù)抽樣定理的證明： )](M)(G[T)(M ss H ??? ? ?? 2ms(t) LPF m(t) 輸出信號的頻譜與已抽樣信號的頻譜之間的關系： 接收端輸出信號的表達式： 仍假設 m(t)是均勻分布 [a,a] 求解信號功率 2N0qS 2N?結論： PCM系統(tǒng)輸出端平均信號量化噪聲功率比為： NqqM)]t(n[E)]t(m[ENS 222200 2???（ 2）只考慮信道加性噪聲的影響時： 假設誤碼率為 （每個碼出錯概率） eP一個碼組中 錯一位 的概率為（即碼組錯）為 8 eP計算： 一個碼組由于 誤碼在譯碼器輸出端 造成的平均誤差功率。 考察量化間隔 ? 不同段落間的 量化間隔 是非均勻的。 ：由代碼重建量化信號的過程 ：將模擬信號抽樣量化，然后使已量化值變換成代碼。律壓縮：日本和北美采用 ln( 1 ) , 0 1ln( 1 )xyx???? ? ??電壓壓縮器可能的最大輸出 壓縮器的輸出電壓?y電壓壓縮器可能的最大輸入壓縮器的輸入電壓?x常見壓擴特性曲線 ， (a) μ律； (b)A律 y1200 10030?＝01 x( a )y1y1b1aⅠⅡy＝1＋lnAAxx1＝A1y1＝1 ＋ ln A1y ＝1 ＋ ln A1 ＋ ln Ax( b )0x小信號區(qū)域大信號區(qū)域0? 實際中 A律壓縮實現(xiàn)不容易，因為器件的非線性不易產(chǎn)生，且壓縮與擴張又不好完全一致。 缺點 ： 但在語音信號數(shù)字化通信（或叫數(shù)字電話通信）中，均勻量化則有一個明顯的不足：量化噪比隨信號電平 的 減小而下降 。 2311)1(212)(12112)(21)21()2()21()(1vvadxavviaxdxaqxNMiMiviaviaMimmiqii??????????????? ?? ????????????aM 2???2022201221MNS)v(MdxaxSqaa??? ???0qN0qS( ) d B 2 0 l g MNM =2S( ) d B =6 NN?N增加 1位，提高 6dB。 )()( sqsq kTmkTme ??它要求 兩個方面 滿足要求： 取值大小 25dB以上 動態(tài)范圍 5~45 或 0~50dB 以 （ a,b） 或 （ a， a） 表示 都滿足要求 PCM系統(tǒng)抗噪聲性能也主要由 量化信噪比 決定。 分類： 相應有 PAM（脈幅調制）、 PDM（脈寬調制）和 PPM（脈位調制）。)()()(39。 示意圖 000)( ?MHf? Lf? Lf Hfsf sf2 sf3 fsf? sf2? ? sf3?ffsfsf2 sf3sf? sf2? sf3?sf sf2 sf3sf? sf2? sf3?Ms( ω )δT( ω )證明第（ 2）種情況 ? 帶通信號的最高頻率 fH不是帶寬 B的整數(shù)倍。 Hs fT 21?。 ? 本章重點討論模擬信號數(shù)字化的基本方法。主要有 PCM 、 ΔM和 ADPCM 。 （包含兩個問題） 模型 )()()( ttmtm sTs ??的值。 Hf n B k B??時，證明如下，這里 n=5 取整|]Bf[n H?抽樣頻率的選取原則： 已抽樣信號的頻譜不發(fā)生重疊。)(1 )()(21)(39。 第 5章 模擬信號的數(shù)字傳輸 引言 模擬信號的抽樣 實際抽樣 脈沖調制 模擬信號的量化 脈沖編碼調制 差分脈沖編碼調制（ DPCM）與自適應差分脈沖 調制（ ADPCM） 增量調制（ DM） 時分多路復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 模擬信號的量化 提出原因： 模擬信號抽樣以后，抽樣值可以有無窮多個，如果用 N個二進制數(shù)字信號 表示該樣值的大小，只有有限個電平與之對應，因此，抽樣值必須必須被劃分為 M個離散電平，即量化電平。 7. 過載量化噪聲 當實際信號幅度超過量化范圍時，稱發(fā)生了過載，此時失真嚴重。 信號功率 要想提高 ， 均勻量化只好提高 M， 而 M大了 ， 相應編碼位數(shù) N大 ， 數(shù)據(jù)速率高 ， 有效性低 。 非均勻量化 出發(fā)點： 是根據(jù)信號的不同區(qū)間來確定量化間隔，目的是改善小信號時的量化信噪比。故實際上采用另一種折線法。 實際應用 編碼實現(xiàn) ： 自然二進制碼 折疊二進制碼 需解決的問題 碼型問題 碼位數(shù)的選擇 負極性 正極性 自然碼的特點 ? 自然碼的碼型沒有相似之處，每個碼組對應一個量化電平。 ? 輸入信號小，量化間隔就小，在 13折線的第一、二段，信號動態(tài)變化范圍 1/128,再等分 16段，則每一小段長度為： 321161212 0 4 811611 2 81????)()(最大量化間隔：最小量化間隔：3 .編碼方法 —— 逐次比較法 原理圖： 例題 54：設輸入信號抽樣值為 +1270個量化單位，采用逐次比較法，將它按 A律 13折線編成 8位碼。 每個碼組代表一個抽樣值，當錯一個碼時， 如：一個自然碼組： 一個碼組由于誤碼在譯碼器輸出端造成的平均誤差功率： ? 求錯誤碼組的平均間隔時間 )( fHR信道加性噪聲誤碼 錯碼組間的平均間隔為 ： esa NPTT1??一個周期內，錯誤碼元平均間隔 個碼元 . eP1錯誤碼組之間的平均間隔為： 個碼元 eNP1譯碼器輸出端的 誤差功率譜密度 為： ?????? ????222 )(32][1)( vNTNPQETfPNseat h o低通濾波器輸出誤差功率 222222)(32 2)(32 )()]([vTPfvNTNPdffPtnENseNHNsefft h oeeHH????????????? ??)( fHR信道加性噪聲誤碼 )( fPth o最后： ０ｅ ｅＳ 　 １＝Ｎ ４ Ｐ結論 2：由誤碼引出的 PCM系統(tǒng) 信噪比與誤碼率成反比。 由于相鄰樣值的差值比樣值本身小 ， 可以用較少的比特數(shù)表示差值 。 預測器的輸出為 差值 作為量化器輸入 ， eqn代表量化器輸出 ， 量化后的每個預測誤差 eqn被編碼成二進制數(shù)字序列 ， 通過信道傳送到目的地 。 第 5章 模擬信號的數(shù)字傳輸 引言 模擬信號的抽樣 實際抽樣 脈沖調制 模擬信號的量化 脈沖編碼調制 差分脈沖編碼調制（ DPCM）與自適應差分脈沖 調制（ ADPCM） 增量調制（ DM） 時分多路復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 增量調制（ ΔM） 與 PCM區(qū)別 PCM碼表示樣值大小，用 N位碼表示。 這時 ， m′(t)與 m(t)之間的誤差明顯增大 ， 引起譯碼后信號的嚴重失真 ， 這種現(xiàn)象叫 過載現(xiàn)象 ， 產(chǎn)生的失真稱為過載失真 ， 或稱過載噪聲 。 ：抽樣頻率， PCM與 DM的比較 第 5章 模擬信號的數(shù)字傳輸 引言 模擬信號的抽樣 實際抽樣 脈沖調制 模擬信號的量化 脈沖編碼調制 差分脈沖編碼調制（ DPCM）與自適應差分脈沖 調制（ ADPCM） 增量調制（ DM） 時分多路復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 提出原因 時分復用（ TDM）和多路數(shù)字電話系統(tǒng) TDM 原理 時分復用 ：把時間幀劃分為 若干時隙 和各路信號占有各自時隙 。 ? 收發(fā)雙方必須同步工作。 每時隙 NTT ssc ?時 隙 1時 隙 2 時 隙 3 時 隙 N 時 隙 1 時 隙 2 時 隙 3? ? ? ?1 幀 1 幀說明：對時隙內容的分配 這里每個時隙可以是一個抽樣值 ， 如 PAM， 時隙時間為： NTT ssc ? 也可以是已量化編碼的 PCM或 Δm，ADPCM信號，若一時隙傳 PCM信號，對語音 8位。律基群有 24路，在每幀又增加 1bit用作同步，其速率為： bssR = f N k = 8 ( 8 2 4 1 )8 ( 1 9 2 1 ) 1 . 5 4 4 M b / sf N k = 1 . 5 3 6 M b / s? ? ? ? ?? ? ? ???直 接 用 時分復用標準 目前國際有兩大標準 PDH（準同步數(shù)字系列） SDH（同步數(shù)字系列） 歐洲與中國 北美與日本 用于：四次群和四次群以下 用于：四次群以上 數(shù)字復接技術：把較低次的數(shù)字流逐級匯合成更高群次的數(shù)字信息流 數(shù)字復接系列標準 群路等級 北美、日本 歐洲、中國 信息速率（ kbit/s) 路數(shù) 信息速率（ kbit/s) 路數(shù) 基群 1544 24 2048 30 二次群 6312 96 8448 120 三次群 32048/44736 480/672 34368 480 四次群 97723/274176 1440/4032 139264 1920 STM1 STM4 STM16 STM64 從表中可知 ? 可見： PDH必須有相同制式才能互通 ， 且高次群速率在低次群 倍 數(shù) 上 還 需 開 銷 ， 如 A 律 二 次 群 ，*4=，