【正文】 I TVVL 2 )( 1 ?? =ononoI TVV )(5 1 ? (3． 14) 把式 (3． 12)代入式 (3． 14)整理得： ?LonoI TVD2 )21(5 ? 上式中 D 為單個開關(guān)管工作時的占空比，由上式可確定輸出濾波電感的大小，當電路處于開環(huán)工作時 D 接近 0． 5，因此需要的濾波電感很小，很多電路中往往省略濾波電感而只用電容濾波。 27 3． 5 保護電路設計 保護電路對于逆變器是至關(guān)重要的，尤其是過流和短路保護電路，如果沒有保護，很可能導致功率管損壞甚至燒毀整個電路。重點在于 DCDC 升壓電路的主變壓器設計和濾波電路設計以及 DC— AC 輸出濾波電路設計，使主電路穩(wěn)定輸出的前提下電路結(jié)構(gòu) 盡量簡 28 單， 體積盡量小。 峰值電流控制模式的 優(yōu)點 為 ： (1)對輸入電壓 變化和負載變化的動態(tài)響應速度快； (2)電路較為簡單，便于設計及調(diào)試； 平均電流控制模式的優(yōu)點： (1)比峰值電流控制模式少一個斜坡補償電路，其斜坡補償由 beU 的下斜坡與振蕩三角波的上斜坡比較來完成； (2) beU 的上斜坡不超過三角波的上斜坡，電路抗干擾能力強； (3)適用于各種形式對輸入或輸出電流控制的開關(guān)電路 。 本文主電路要求死區(qū)時間盡量小，以使輸出濾波電感的尺寸盡量小，一般取幾歐姆即可。三階 SPWM 波比二階 SPWM 波具有更好的消除諧波的特性。當三階 SPWM 波載波比為二階 SPWM 波載波比的二倍時，二階 SPWM 波頻譜中部分諧波在三階 SPWM 波頻譜中為零，這說明三階 SPWM 波具有更好的消除諧波的作用?？傊鼈兊碾姎庑阅芎统杀静煌?，各有自己的優(yōu)勢和不足之處。三階 SPWM 波可用逆變器主電路 2 個橋臂產(chǎn)生，也可以用控制信號得到?；ǖ姆蹬c調(diào)制度 M 成正比，通過調(diào)節(jié)正弦調(diào)制波的幅度就可以調(diào)節(jié)輸出電壓。這樣的脈沖寬度隨正弦規(guī)律變化的 PWM 波形就是 SPWM 波形。本文選用的電壓型控制芯片為 SG3525，該芯片各引腳定義及功能如圖 3． 8 所示。 如下圖 所示： 圖 3． 7電壓型 PWM 控制 電壓型 PWM 控制模式有以下優(yōu)點： 1．振蕩電路產(chǎn)生的三角波幅值較大，抗噪聲性能好； 2．驅(qū)動信號 wmU 的占空比調(diào)節(jié)沒有限制； 3．反饋環(huán)節(jié)只有電壓反饋，設計簡單，調(diào)試也容易； 4．通常采樣 電壓來自輸出端，對輸出電壓和負載的變化響應特性都比較好。 IC3 同相輸入端通過對 5V電源分壓設置一個參考電壓 aU ，反相輸入端通過對直流電 池分壓得到一個分壓信號 bU ，正常情況下， aU ＜ bU ， IC3 輸出低電平，當電池電壓過低導致 aU ＞ bU 時， IC3 輸出高電平作為開關(guān)管關(guān)斷信號，從而保護電池不受損壞。 要準確設計出 正弦波逆變器 LC 濾波器的參數(shù)不是很容易，但可以先近 近似 計算，然后在實際電路中檢驗。電流密度 J 為 Xj APKJ )(? 其中 X是由選用的磁芯確定的常數(shù)， jK 為電流密度系數(shù) 。 ⑴ .AP 法設計變壓器 采用 Colonel Wm． T McLyamn 提出的面積乘積 (AP)法來設計電感器和變壓器解決了上述過程的繁瑣。 為了達到減小輸出濾波電路的體積和重量的目的，本文采用使電路工作在上述閉環(huán)與開環(huán)相結(jié)合的工作方式。電路結(jié)構(gòu)如圖 3． 3 所示。 3． 2． 2 主電路結(jié)構(gòu)的兩種形式 對于本文設計的逆變器，由于輸入電壓比輸出電壓低很多，因此需要升壓 電路，根據(jù)使用變壓器形式不同可以概括為以下兩種 。 圖 3． 1 硬開關(guān) PWM 變換原理 圖 3． 1(a)中， R為負載， Q為開關(guān)管， dV 為直流輸入電壓， gV 為開關(guān)管 的PWM 脈沖控制信號， tV 為開關(guān)管的端電壓。 然而硬開關(guān) PWM 技術(shù)也有其缺點，如開關(guān)損耗大，開關(guān)管的電流變化率 ti dd和電壓變化率 tv dd 較大，從而產(chǎn)生比較高的電磁干擾。 ⑶ 全橋式變換電路開關(guān)管承受的電壓不高，輸出功率大，但使用的開關(guān)管數(shù)量多，驅(qū)動相對復雜，適用于功率較大的場合。 ⑵ 沒有開關(guān)管直通問題，可靠性高。 半橋式變換電路中開關(guān)管導通時也有電流尖峰，情況與推挽變換電路相似，由于 Dl、 D2 的鉗位作用，開關(guān)管端電壓限制在 dV 。 若變壓器初級電流峰值為 LI ,匝比為 n，原邊電感為 L，效率為 ? 開關(guān)管周期為 T，則輸出功率 oP 為 oP = TLIL22? (2． 11) 開關(guān)管最高工作電壓為 ( maxod nVV ? )，其工作電流 Ci 為 Ci =max2?doL nV PnI ? (2． 12) 反激式變換電路中，變壓器以耦合電感的形式工作，體積比較大，不適合做大功率變換器，但它的優(yōu)點也很明顯：電路結(jié)構(gòu)簡單，能夠自動均衡各路負載，因此可以很容易的實現(xiàn)多路輸出。 2． 2． 2 隔離式變換電路 隔離式變換電路已經(jīng)被廣泛應用于多種逆變式功率變換裝置中，有單相逆變也有三相逆變，它們都是由 Buck 變換電路和 Boost 變換電路等基本電路組成的。 Buck 變換器輸出電壓 0V 和輸入電壓 dV 的關(guān)系為 0V =? . dV (2． 2) Buck 變換器要求輸出電壓 0V 的紋波很小，也就是輸出電 流 0I 紋波很小，在一個開關(guān)周期內(nèi) 0V 和 0I 幾乎都不變。 保 護電路通常包括輸入過壓、欠壓保護，輸出過壓、欠壓保護，過載保護 ,過流和短路保護。 2．逆變主電路 逆變器主電路是由功率開關(guān)器件組成的功率變換電路，主電路的結(jié)構(gòu)形式分很多種，不同的輸入輸出條件下主電路形式也不相同，每種功率變換電路都有它的優(yōu)缺點，在實際設計中應考慮最合適的電路拓撲作為主電路結(jié)構(gòu)。主要包括推挽變換器變壓器設計、輸出濾波電路設計、全橋輸出 SPWM 濾波電路設計以及硬件式 SPWM 倍頻調(diào)制驅(qū)動電路設計。光伏逆變器作為對長期運行穩(wěn)定性要求較高的產(chǎn)品，具有較深厚的技術(shù)積 累、且能夠率先獲得一定規(guī)模穩(wěn)定運行業(yè)績的企業(yè)，才有機會做大做強， 而邊緣企業(yè)則將很快被市場淘汰。另一種方法是改進控制法，優(yōu) SPWM波的頻譜從而減小濾波器體積。由于很多時候逆變器所帶的負載會突變，高性能逆變器要求輸出電壓有較高瞬態(tài)響應 性能。 由此可見逆變電源對我們的生活和社會都有著極大的影響，對它的研究也具有 較大的意義。 1． 1 正弦波逆變器設計的選題背景與意義 1． 1． 1 新能源利用 新能源從廣義上來說指太陽能，它包括風能、水的勢能、化學能等。根據(jù)輸出波形可分為方波逆變器和正弦波逆變器，目前多數(shù)負載要求輸入為正弦波，因此正弦波逆變器得到了越來越多的研究和關(guān)注。 通過計算電路各部分元件參數(shù)并制作出電感和變壓器等線圈元件，本文制 作完成了一臺正弦波逆變電源樣機，并對電源進行安裝及調(diào)試，最終得出實驗 結(jié)果和波形，證實了該設計的可行性，達到了減小電源體積和成本的預期目標。 隨著電網(wǎng)的快速發(fā)展，負荷的急劇增加，越來越多的電力電子設備、電弧放電 性負載、家用電器、氣體放電燈和其他非線性負載的使用，使大量高次諧波電 流涌入各級電網(wǎng)，使電網(wǎng)電壓波形畸變嚴重、三相電壓不對稱和電壓閃變波動，損壞發(fā)電設備、變電設備和用電設備，危害電網(wǎng)安全。高頻工作的功率開關(guān)器件對應于高頻隔離變壓器，高頻隔離變壓器的應用對整個系統(tǒng)的體積又有了進一步的減小。而在由小功率逆變器通過并聯(lián)技術(shù)組成的系統(tǒng)中，每個單元的正常工作與否都不影響其它單元的工作 ，這樣對于整個系統(tǒng)的可靠性就有了極大的提升。逆變器的數(shù)字化不是簡單在逆變器中應用數(shù)字器件，如 FPGA 和單片機， 而是整個系統(tǒng)依靠數(shù)字器件的計算能力和離散控制法完成。重點分析了前級輸出濾波電路的設計和后級 SPWM 控制電路的硬件設計。逆變器系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)如圖 2． 1所示。根據(jù)輸出是否需要穩(wěn)壓電路分為開環(huán)和閉環(huán)控制，開環(huán)系統(tǒng)輸出量只由控制電路決定，而閉環(huán)系統(tǒng)中輸出量還受反饋回路影響，使輸出更加穩(wěn)定。這幾種變換電路工作時輸出電流都有連續(xù) 和不連續(xù)兩種狀態(tài)，對一般的逆變系統(tǒng)來說，要求其輸出在一定范圍內(nèi)電流連 續(xù) 。 圖 2． 5 Cuk 變換電路 假定電路處于穩(wěn)態(tài)工作狀態(tài)，當開關(guān)管 Q導通時， D截止，電感 1L 儲能， 1C的放 電電流為 2C 充電，同時電感 2L 儲能， ci = 1Li + 2Li 。 開關(guān)管 Q承受的最高電壓為 2 dV ，其工作電流為 1m a xLTVnii dLC ??? (2． 10) 式中 1L 為變壓器原邊勵磁電感， n為變壓器的匝比。 4．半橋式變換電路 半橋式變換電路的原理如圖 2． 9所示。在死區(qū)時間內(nèi)，電路的工作情況與半橋電路相似。對于正激式變換電路，最大的優(yōu)點就是可靠性高，應用范圍比較廣；而反 激式變換電路一般用于功率較小的場合，原因是它的變壓器以電感的形式工作，體積限制了它無法應用于大功率場合。 功率變換的技術(shù)有很多，每種技術(shù)的工作原理和特點、設計和應用情況各不相同，根據(jù)開關(guān)管驅(qū)動方式分為硬開關(guān) PWM 變換和軟開關(guān) PWM 變換 。同時由于電路工作于 PFM(變頻 )模式下，濾波電路的設計也有困難。 ⑵ 不要求體積和重量大小的系統(tǒng) 由于硬開關(guān) PWM 變換器頻率比軟開 關(guān)變換器頻率低，體積和重量會偏大一些。 2．使用高頻變壓器的升壓電路 含有高頻變壓器的升壓電路通常先以 P 刪方式將低壓直流電逆變成高頻方波，經(jīng)高頻升壓變壓器升壓后整流濾波得到高壓直流電 (實為 一 整套 DC— DC 變換電路 )，然后再經(jīng)過全橋 SPWM 逆變電路和濾波電路得到 220V／ 50Hz 交流電。閉環(huán)控制方式下 PWM 占空比小于 1，為了使輸出電流平滑，濾波電路中必須有電感；而開環(huán)控制中，當電路工作時總 PWM 占空比接近于 l，有時不需要濾波電感而靠漏感續(xù)流，但空載時由于變壓器漏感的存在，濾波電容上的電壓會被漏感電流持續(xù)充電而“虛高 。通常變壓器的設計計算是一個繁瑣的過程，首先我們通過選定的變壓器磁芯尺寸和開關(guān)管工作頻率計算最大輸出功率，然后計算繞線總面積，比較繞線面積和磁芯窗口面積看是否合適等。 一般情況下 oK =。 輸出濾波電容 C 的選擇應滿足最大輸出紋波電壓的要求，輸出紋波電壓由濾波電容 c 的 ESR(等效串聯(lián)電阻 oR )決定，紋波電壓的峰值 rV 為 rV = oR dI (3． 15) 式中 dI 為電感紋波電流的峰值，對于鋁電解電容，在很大額定電壓范圍和容值范圍內(nèi)，其 oR C 的乘積在范圍 50 610? ~80 610? 內(nèi)，因此 C 的選擇可以由下式?jīng)Q定 ro VdIRC )1080(1080 66 ?? ???? (3． 16) 式中 C的單位為法 (F )， dI 的單位為安 (A )， rV 的單位為伏 (V )。圖 3． 6 所示為該電路的過流、短路以及欠壓保護電路 。 4 控制電路原理及設計 4． 1 PWM 控制簡介 前級推挽升壓電路的工作狀態(tài)由控制電路決定，控制電路對主電路中的采樣電壓或電流作為控制回路的輸入，經(jīng)過一系列比較運算輸出占空比變化的脈沖波形控制主電路的功率器件使主電路工作在預期的狀態(tài)下。 但是電流型 PWM 控制模式電路結(jié)構(gòu)復雜，電流誤差放大器和比較器的增益和帶寬等參數(shù)都需要認真選取，以確保輸 出電流或輸出電壓變化較大時不會產(chǎn)生次諧波振蕩。 PWM 控制電路圖如圖 3． 9所示。 1．單相二階 SPWM調(diào)制法 二階 SPWM調(diào)制法中載波為全波三角波 cu ，調(diào)制波為正弦波 su ，用三角波與正弦波相比較。 3．三階 SPWM 波的一種實現(xiàn)方法 用兩個相位相反且幅值相同的正弦調(diào)制波與同一組全波三角載波作比較，得到兩個二階 SPWM 波，這兩個二階 SPWM 波相減之后得到的波形就是三階 SPWM波。本文采用分立電路，使用放大器、 555 定時器、比較器和門電路設計完成了 SPWM 控制電路，該電路具有以下特點： ①． 單電源供電，實際使用放大器完成虛擬雙電源電路； ②． 采用 555 定時器控制恒流源電路對電容充放電產(chǎn)。 圖 由 2 組二階 SPWM 實現(xiàn)的三階 SPWM 原理 由上圖可見，三階 SPWM 波的脈沖數(shù)是二階的 2倍，其效果與全波三角波經(jīng)過 34 整流后的波 形與正弦波比較的 SPWM 波形一樣， 2個二階 SPWM 波中的載波、載波的奇次諧波以及他們的上下頻譜波都被消除掉了。 圖 3． 11全橋式逆變電路圖 圖 3． 12 二階 SPWM 調(diào)制原理圖 調(diào)制度 M 定義為調(diào)制波的幅值 SU 與載波的幅值 CU 之比，即 M =CSUU 載波 N 定義為載波的頻率 sf 與調(diào)制波的頻率 cf 之比，即 N =scff 對載波為全波三角波的單相二階 SPWM