【正文】 ================ 接收機 =================================% %=============== 無估計的接收 =================% I= inv(Hl)*Y。 end end for i=1:N X(i,i)=d(i)。 end %================== 求 H_dft ====================% u=rand(N,N)。* X39。 %清空 error_count error_count_ls=0。%頻域 XFG=X*H。 else d(i)=1。 圖 至圖 是在 128子載波下的仿真結(jié)果。接著在 時域 對信號 信號 進行 補零 操作 ， 使信號長度達到 N 維，之后去窗 ，得到： ( ) , 0 , 1 , 1()dNN Nhh n n Ndn? ? ?… ， (44) ( ) , 0 , 1 , 1()dNN Nhh n n Ndn? ? ?… ， (45) ( ) , 0 ,1 ,()dNN Nhh i idi?? … ,N1 (46) 最后將 Nh 轉(zhuǎn)換到頻域，得到改進算法的信號估計 H： 25 102( ) ( ) e x p , 0 , 1 , 1N NnH k h n j k n n NN?????? ? ? ?????? … , (47) 性能仿真 在 SV 模型的四種信道環(huán)境中 ， 分別在 64 子載波數(shù)， 128 子載波數(shù)條件下， 用 MATLAB 對改進算法的估計性能進行仿真分析。 DFT算法的復雜度和估計性能居中，隨著 DSP 技術(shù)的發(fā) 展，該算法的估計性能有望進一步提升。 由于 DSP技術(shù)日益成熟，基于 DFT 信道估計算法的實現(xiàn)非常容易。 39。 39。 17 最小均方誤差估計 (MMSE) 相比于 LS 算法， 基于 最小均方誤差 準則 錯誤 !未找到引用源。 最小平方 (LS)算法 基于 最小平方 (LS)準則的信道估計算法 錯誤 !未找到引用源。 。 0 20 40 60 80 100 120 0 . 4 0 . 200 . 20 . 4S V 信道模型 C M 1 環(huán)境下的信道沖激響應T i m e ( n s )Gain0 20 40 60 80 100 120 0 . 200 . 20 . 40 . 6S V 信道模型 C M 2 環(huán)境下的信道沖激響應T i m e ( n s )Gain0 50 100 150 200 250 0 . 4 0 . 200 . 20 . 4S V 信道模型 C M 3 環(huán)境下的信道沖激響應T i m e ( n s )Gain0 50 100 150 200 250 300 350 0 . 4 0 . 200 . 20 . 4S V 信道模型 C M 4 環(huán)境下的信道沖激響應T i m e ( n s )Gain 圖 SV 模型中四種信道的頻率響應 由圖 可知，一般快衰落信道的多徑時延都會超過 50ns，對于 CM4這種特殊環(huán)境下的快衰落信道，其多徑時延甚至超過了 220ns， 由此可見 CM4 13 信道對信號的深衰落程度 。 通過信道估計算法，可以 得到發(fā)送端與接收端無線信道的沖激響應，使信道誤差最小化 ，最大程度保證原始信息無失真?zhèn)鬏?。 不需要在信息 的比特位上插入導頻信息，只需 在接收端通過信息提取 技術(shù)來獲得信道的估計值。對于現(xiàn)代通信系統(tǒng)，信道 在時域存在時間選擇性衰落 特性 ，在頻 域存在頻率選擇性衰落 特性 ，而系統(tǒng)又必須 適應突發(fā)性數(shù)據(jù)業(yè)務，因此， 信道估計 仍是目前學術(shù)界較難攻克的難題之一 。 。在具體設計時，必須同時考慮以上 兩個問題 ，因為估計器 性能 優(yōu)良與否 與導頻圖案的排列方式息息相關(guān)。 (2)對頻率偏移敏感 。在接收端，采取相反的措施，理論上便可完全恢復出原始信號。 ()st 的實部和虛部 分別和 OFDM符號的同相 (Inphase)和正交 (Quadraturephase)分量相對應 ，在實際應用中可分別用cos 和 sin 代替， 這樣便構(gòu)成了合成的正交頻分復用信號。 表 21對其做了詳細比較。 另外，當信道的相關(guān)帶寬小于信號帶寬時， 會產(chǎn)生頻率選擇性衰落現(xiàn)象 ， 導致通信的可靠性降低。 第 三章 是本文的重點。 解調(diào) 一般分為非相干解調(diào)和相干解調(diào) 兩大類 ，非相干解調(diào)適用于低速傳輸?shù)南到y(tǒng)， 對于多進制調(diào)制的高速傳輸系統(tǒng)，大多數(shù)采用相干解調(diào)技術(shù)。直到 1982 年， Weinstei 和 Ebert 提出基于離散傅里葉變換 (DFT)的 OFDM 基帶調(diào)制，才使得人們開始重視這一技術(shù)。 畢業(yè)設計論文 基于 OFDM 技術(shù)的無線通信系統(tǒng)的信道估計的研究 畢業(yè)設計（論文）原創(chuàng)性聲明和使用授權(quán)說明 原創(chuàng)性聲明 本人鄭重承諾：所呈交的畢業(yè)設計（論文），是我個人在指導教師的指導下進行的研究工作及取得的成果。 OFDM 技術(shù)的提出可以追溯到上世紀 60年代，但由于當時大規(guī)模集成電路的限制， OFDM 并未得到重視。為了更好地適應信道傳輸，發(fā)送端通常采用調(diào)制技術(shù)； 2 相應地，接收端要獲得原始信息，必須對接收信號進行解調(diào)。 第二章 簡要 介紹了快衰落信道下 OFDM 系統(tǒng)組成原理，包括串 /并轉(zhuǎn)換，數(shù)據(jù)調(diào)制，離散傅里葉變換，循環(huán)前綴等內(nèi)容，然后介紹了 OFDM 系統(tǒng)的優(yōu)缺點及關(guān)鍵技術(shù)。但是，使用單載波系統(tǒng)傳輸高速 的 寬 帶業(yè)務 ， 均衡算法 中抽頭系數(shù)大，訓練序列多，這使得算法非常復雜，收斂速度也 變得緩慢 ，因此必然會存在由于時延擴展而造成的碼間干擾。 圖 多載波 調(diào)制原理方框圖 單載波與多載波存著在諸多 不同的系統(tǒng)參數(shù) ， 如 符號時間，總頻帶寬度等。 10( 2 ) e x p 2 ( ) ,()0,Mi s S s s s Si Ss s Sid r e c t t t T j t t t t t t TTstt t t t T???? ??? ? ? ? ? ? ?? ??? ? ??? ? ? ???或 (21) 其中， M為子載波數(shù)， ST 為 OFDM 碼元周期， ( 0,1, )idi? … ,M1是 第 i 個子信道的數(shù)據(jù)流， st 是 OFDM 符號開始的時 刻 。載波調(diào)制是 為了使信號 6 適合信道傳輸。高峰均比信號通過功率放大器時，為防止信號畸變，功放必須具有較大的線性范圍，這將降低功率放大器的工作效率。 信道估計 在 正交頻分復用系統(tǒng)中，信道估計器的設計主要考慮以下兩方面的因素 ：一是 算法簡單 、硬件實現(xiàn)容易 且估計性能優(yōu)良的 估計器的設計；二是導頻圖案的選擇，無線信道一般是多徑衰落信道，為提高通信可靠性，需要不 8 斷 地發(fā)送導頻信息來跟蹤無線信道 。因此， 人們提出諸如限幅類技術(shù)，編碼類技術(shù)和概率類技術(shù)來 降低 PAPR 錯誤 !未找到引用源。 為了提高通信的抗干擾性能，必須對發(fā)射機和接收機之間的無線信道進行估計，以滿足信號的無失真?zhèn)鬏敗? (2)盲信道估計。 信道估計的目的 信道估計 是進行同步檢波與均衡 的基礎(chǔ)。 表 32 MATLAB 環(huán)境下的 系統(tǒng) 參數(shù)設置 仿真參數(shù) 數(shù)值 信號長度 (bit) 200 取樣間隔 (ns) 持續(xù)時間 (ns) 碼元周期 (ns) 22 信噪比 (dB) 5 訓練序列長度 (bit) 37 12 結(jié)合表 31，表 32 對 OFDM四種信道特性的沖激響應進行仿真，結(jié)果如圖 所示。 梳狀導頻是在 相同頻率、不同 時間內(nèi)插入數(shù)比特導頻 符號， 并和信息一同傳輸，其特點是 具有更高的傳輸效率，適合于快衰落信道下的信道估計； 塊狀導頻是 在同一時間 、不同頻率 內(nèi) 插入 數(shù)比特導頻 符號， 由于頻點的不同， 頻率選擇性衰落 信道 對 這種導頻的設計方案不敏感，一般用于 LS、 MMSE算法 錯誤 !未找到引用源。 該估計由于算法復雜度較低，估計性能優(yōu)良而被 廣泛 采用。 在 實際 應用中， 信道的沖激響應 LSHH與 之間的關(guān)系為： 11()L S N NH X X H N H X N??? ? ? ? (314) 因此 LS 估計的均方誤差 (Mean Square Error,MSE)為： ? ? 21( ) ( ) ( )HHL S L S NM S E tr a c e E H H H H tr a c e X X? ?? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? (315) 其中 2N? 為高斯白噪聲平均功率。 LMMSE信道估計的代價函數(shù) ： ? ?2,? ?a r g m i nL M M S E P P P L M M S E PNH Y X H?? (323) 由此 可以得到 LMMSE信道估計 準則下的信道特性 ： 39。 39。 ()PHk經(jīng)傅里葉逆變換后得到的 導頻信道響應 ()Phn為： 1012( ) ( ) e x p 0 , 1 , 2 , 1Mppkh n H k j n k n MMM?????? ? ?????? ， … … ， (326) 20 為降低 AWGN對信號的影響，對 ()Phn進行補零 ： ( ) , 0 , 1 , 1() 0 , , 1 , 1PN h n n Mhn n M M N???? ? ? ? ?? … ， … , (327) ()NHk為 ()Nhn的 N 點 FFT變換，即 102( ) ( ) e x p , 0 , 1 , 1NNNnH k h n j n k k NN?????? ? ? ?????? … , (328) 將式 (326)、式 (327)帶入式 (328)可得 101011001100102( ) ( ) e x p2( ) e x p1 2 2( ) e x p e x p( ) 2e x p ( )()( , )NNNnMPnMMpnmMMPmnMPmH k h n j n kNh n j n kNH m j n m j n kM M NH m Nj m k nM N MHmS m kM????????????????????????????????????? ? ? ? ?? ? ???? ? ? ?? ? ? ??????????????????? (329) 其中 10e x p ( ) s i n ( )2( , ) e x p ( )e x p ( ) s i n ( )MnN N N Nj m k j m kN M M M MS m k j m k nN N NNM j m k N j m kM M M?????? ? ? ???? ? ? ??? ? ? ? ?? ? ???? ? ? ??? ? ? ? ?? ? ? ?? (330) 當 1012( ) ( ) e x p , 0 , 1 , 1NNNkh n H k j k n n NNN?????? ? ?????? … ，時， 1( ) ( )NPH k H mM? ；當NmkM ? ， ()NHk為 ()PHm的線性插值 。 如在 圖 中，相同 誤碼率 時 LMMSE的 SNR 較LS 有 4dB 的提升； 在圖 中，相同 均方誤差 時 LMMSE的 SNR較 LS 有 的提升。主要步驟如下： 對 MH 進行 M 點 離散傅里葉逆變換， 得到： 1012( ) ( ) e x p , 0 , 1 , 1MMMkh n H k j k n n MMM?????? ? ?????? … , (41) 用漢寧 (Hanning)窗 對信號 進行處理，即 ： 2( ) 0