【正文】 開關(guān)狀態(tài)，如圖 514a、 b、 c所示，斷續(xù)期間負(fù)載所需能量由電容提供。磁化電流處于連續(xù)狀態(tài)時(shí)變壓器中的初、次級電流、磁通及初級電壓波形如圖 515a所示。 ? 圖 516給出了輸入端接復(fù)位繞組的單端正激變換器的主電路。在此開關(guān)狀態(tài)中，加在 Q上的電壓為： ? 電源 VIN反向加在復(fù)位繞組 W3上，故鐵芯被去磁，鐵芯的磁通 φ 減?。? ? 鐵芯磁通 φ 的減小量： ? 式中 Trton是去磁時(shí)間。 ? 為了充分提高占空比和減小 Q兩端電壓，必須折衷選擇。具體使用那種方法，可視功率的大小、所使用的磁芯磁滯特性而定。 ? 簡單的損耗法磁芯復(fù)位電路是由一只穩(wěn)壓管和二極管組成，穩(wěn)壓管和二極管與變壓器原邊繞組或和變壓器副邊繞組并聯(lián)，磁芯中殘存能量由于穩(wěn)壓管反向擊穿導(dǎo)通而損耗，它具有兩種功能，既可以限制功率開關(guān)管過電壓又可以消除磁芯殘存能量。由于在變換器輸出端均有濾波電感，可以把它看作恒流源，因此使用恒流源和附加繞組 Nr復(fù)位。當(dāng) Q1導(dǎo)通時(shí)，電源電壓 Vin加在 W11上，當(dāng) Q2導(dǎo)通時(shí)，電源電壓 Vin加在 W12上，因此繞組 W2中的電勢為一個寬度為 180o的交變方波，幅值 。 Ansoft仿真推挽逆變器 180度工作方式 5 . 0 06 0 0 . 0 02 0 0 . 0 04 0 0 . 0 09 . 9 0 m 1 0 . 0 0 m9 . 9 2 m 9 . 9 4 m 9 . 9 6 m 9 . 9 8 m功率管 m o s 1 的 ds 電壓 M O S 1 . V [ V ] 5 . 0 06 7 5 . 0 02 0 0 . 0 04 0 0 . 0 09 . 9 0 m 1 0 . 0 0 m9 . 9 2 m 9 . 9 4 m 9 . 9 6 m 9 . 9 8 m功率管 m o s 2 的 ds 電壓 M O S 2 . V [ V ] 3 0 0 . 0 03 3 5 . 0 002 0 0 . 0 09 . 9 0 m 1 0 . 0 0 m9 . 9 2 m 9 . 9 4 m 9 . 9 6 m 9 . 9 8 m輸出電壓 W 2 . V [ V ]電阻負(fù)載，占空比 50%，匝比 1： 1： 1 電阻負(fù)載，占空比 20%，匝比 1： 1： 1 3 0 0 . 0 03 0 0 . 0 002 0 0 . 0 09 . 9 0 m 1 0 . 0 0 m9 . 9 2 m 9 . 9 4 m 9 . 9 6 m 9 . 9 8 m輸出電壓 W 2 . V [ V ]06 0 0 . 0 02 0 0 . 0 04 0 0 . 0 09 . 9 0 m 1 0 . 0 0 m9 . 9 2 m 9 . 9 4 m 9 . 9 6 m 9 . 9 8 mm o s 1 的 ds 電壓 M O S 1 . V [ V ]06 0 0 . 0 02 0 0 . 0 04 0 0 . 0 09 . 9 0 m 1 0 . 0 0 m9 . 9 2 m 9 . 9 4 m 9 . 9 6 m 9 . 9 8 mm o s 2 的 ds 電壓 M O S 2 . V [ V ]感性負(fù)載，占空比 20%，匝比 1： 1： 1 2 . 5 06 0 2 . 5 02 0 0 . 0 04 0 0 . 0 09 . 9 0 m 1 0 . 0 0 m9 . 9 2 m 9 . 9 4 m 9 . 9 6 m 9 . 9 8 mM O S2 的 ds 電壓 M O S 2 . V [ V ] 2 . 5 06 0 2 . 5 02 0 0 . 0 04 0 0 . 0 09 . 9 0 m 1 0 . 0 0 m9 . 9 2 m 9 . 9 4 m 9 . 9 6 m 9 . 9 8 mM O S1 的 ds 電壓 M O S 1 . V [ V ] 3 0 2 . 5 03 0 2 . 5 0 2 0 0 . 0 002 0 0 . 0 09 . 9 0 m 1 0 . 0 0 m9 . 9 2 m 9 . 9 4 m 9 . 9 6 m 9 . 9 8 mw2 的電壓 W 2 . V [ V ]感性負(fù)載，占空比 30%，匝比 1： 1： 1 3 0 2 . 5 03 0 2 . 5 0 2 0 0 . 0 002 0 0 . 0 09 . 9 0 m 1 0 . 0 0 m9 . 9 2 m 9 . 9 4 m 9 . 9 6 m 9 . 9 8 mw2 的電壓 W 2 . V [ V ] 2 . 5 06 0 2 . 5 02 0 0 . 0 04 0 0 . 0 09 . 9 0 m 1 0 . 0 0 m9 . 9 2 m 9 . 9 4 m 9 . 9 6 m 9 . 9 8 mM O S1 的 ds 電壓 M O S 1 . V [ V ] 2 . 5 06 0 2 . 5 02 0 0 . 0 04 0 0 . 0 09 . 9 0 m 1 0 . 0 0 m9 . 9 2 m 9 . 9 4 m 9 . 9 6 m 9 . 9 8 mM O S2 的 ds 電壓 M O S 2 . V [ V ]2）推挽 DCDC變換器 ? 圖 524是推挽式 DCDC變換器的主電路，整流二極管 DR1和 DR2的左側(cè)是逆變電路，右側(cè)是整流、濾波電路。該電壓經(jīng)整流管整成一個直流方波電壓。 1 2 3 4ABCD4321DCBAT i t l eN um be r R e v i s i onS i z eA4D a t e : 5 A p r 20 0 1 S h e e t o f F i l e : F : \ 李宏電路圖 \ l i ho n g. dd b D r a w n B y :DDTrV i n1212W11W12W21DD DLCVOR1R2ffFWW22圖 524推挽式 DCDC變換器主電路 ? 圖 525是推挽直流變換器的主要波形。 D2續(xù)流，使 Vin加在 W12上，在 W2繞組上，電壓極性反向，如圖中陰影部分所示。變壓器兩個原邊繞組匝數(shù)相等為 W11=W12=W1,副邊繞組匝數(shù)為 W2。在圖 520中，穩(wěn)壓管接在變壓器的原邊，如上所述，它有兩種功能，由于消耗在穩(wěn)壓管的能量很小，在這里主要是起箝位作用，鐵芯的儲能通過連結(jié)在變壓器的副邊二極管 D3反饋到變換器輸出端，一般將 D3與電容 C連結(jié)，如果將 D3與高阻抗的電感連結(jié)會在變壓器的原邊繞組和副邊繞組出現(xiàn)一個很高的電壓尖峰脈沖。對于剩余磁感應(yīng)強(qiáng)度 Br較高的鐵芯，一般使用強(qiáng)迫復(fù)位法。 ? 剩余磁通實(shí)質(zhì)是磁芯中仍殘存有能量，如何使此能量轉(zhuǎn)移到別處，就是磁芯復(fù)位的任務(wù)。 ? 如果 W1W3 ，則去磁時(shí)間大于開通時(shí)間 ? 即開關(guān)管的工作占空比 。 ? 變壓器原邊繞組電流： ? Q關(guān)斷，變壓器原邊繞組和副邊繞組中都沒有電流流過，此時(shí)變壓器通過復(fù)位繞組進(jìn)行磁復(fù)位，勵磁電流 iM從復(fù)位繞組 W3經(jīng)過二極管 D3回饋到輸入電源中去。 Ansoft反激電路仿真 01 5 . 0 01 0 . 0 01 9 . 5 0 m 2 0 . 0 0 m1 9 . 8 0 m2 D G r a p h S e l3 D A T A . . .02 . 6 41 . 0 02 . 0 01 9 . 5 0 m 2 0 . 0 0 m1 9 . 8 0 m2 D G r a p h S e l3 T F R 1 . . . 1 8 4 . 0 01 0 . 0 0 1 0 0 . 0 001 9 . 5 0 m 2 0 . 0 0 m1 9 . 8 0 m2 D G r a p h S e l3 T F R 1 . . .驅(qū)動信號波形（占空比 40%） 原邊電流波形 原邊電壓波形 2 0 . 0 0 m2 . 6 41 . 0 02 . 0 01 9 . 5 0 m 2 0 . 0 0 m1 9 . 8 0 m2 D G r a p h S e l3 T F R 1 . . .副邊電流波形 1 0 0 . 0 09 9 . 0 001 9 . 5 0 m 2 0 . 0 0 m1 9 . 8 0 m2 D G r a p h S e l3 T F R 1 . . .副邊電壓波形 02 . 6 41 . 0 02 . 0 01 9 . 5 0 m 2 0 . 0 0 m1 9 . 8 0 m2 D G r a p h S e l3 E 1 . I [ A ]電源電流（占空比 40%） ? 2） Forward（單端正激）變換器 ? Forward變換器（單端正激變換器）實(shí)際上是在降壓式 BUCK變換器中插入隔離變壓器而成，由于變壓器的磁通只工作在磁滯回線的一側(cè)，因此要遵循磁通復(fù)位的原則，即每個周期結(jié)束時(shí)變壓器磁通必須回到原來的位置，也就是說，要保證變壓器原邊在導(dǎo)通期間的電壓時(shí)間乘積（伏秒積）與關(guān)斷期間的伏秒積相等。 ? 3) 連續(xù)狀態(tài) ? 當(dāng)截止時(shí)間 toff小于繞組 N2中的電流衰減到零所需的時(shí)間時(shí)，即： ? 繞組 N2中的電流 is大于零 ,在下一個周期 Q重新導(dǎo)通時(shí)， N1中的電流 ip從 Ipmin開始按VIN/L1的規(guī)律線性上升，這時(shí)磁化電流處于連續(xù)狀態(tài)。 在下一個周期重新導(dǎo)通時(shí)， N1中的電流 ip也從零開始按的 規(guī)律線性上升，這時(shí)磁化電流處于臨界狀態(tài)。 Flyback（單端反激）變換器由于電路簡單，所用器件少，適于多路輸出場合應(yīng)用。在 toff期間 C1充電，在 ton期間 C1向負(fù)載放電，可見C1起著傳遞能量的作用。這三種工作狀態(tài)的等效電路如圖 59b、 c、 d所示。 ? 狀態(tài) 1： Q導(dǎo)通 ? Q管導(dǎo)通，二極管 D反偏關(guān)斷，能量從輸入電源流入，并存儲在電感 L中， L上的電壓上正下負(fù)，等于輸入電壓，此時(shí)負(fù)載電流由慮波電容 C提供，等效電路如圖 59b所示。當(dāng)電感量小到一定值時(shí)，在 t=T時(shí)刻，電感 L中儲藏的能量剛剛釋放完畢，這時(shí) ，此時(shí)的電感量被稱為臨界電感，當(dāng)儲能電感 L的電感量小于臨界電感時(shí)，電感中電流就發(fā)生斷續(xù)現(xiàn)象。 ? 確定連接導(dǎo)線。工作頻率提高可以減小 L、 C，但開關(guān)損耗增大，因此效率減小。 ? 2）電感電流斷續(xù)工作方式（ Discontinuous current mode） ? 圖 56b給出了電感電流斷續(xù)時(shí)的工作波形，它有三種工作狀態(tài)：① Q導(dǎo)通，電感電流 iL從零增長到 ；② Q關(guān)斷，二極管 D續(xù)流， iL從 降到零；③ Q和 D均截止，在此期間 iL保持為零，負(fù)載電流由輸出濾波電容供電。 ? 考慮到 和 ，可得 ? 因此， Buck電路輸出電壓平均值與占空比δ 成正比， δ 從 0變到 1，輸出電壓從 0變到 ,且輸出電壓最大值不超過輸入電壓 。電感電流連續(xù)是指輸出濾波電感電流總是大于零，電感電流斷續(xù)是指在開關(guān)管關(guān)斷期間有一段時(shí)間電感電流為零，這兩種狀態(tài)之間有一個臨界狀態(tài)，即在開關(guān)管關(guān)斷末期電感電流剛好為零。 ? 輸出電壓穩(wěn)壓精度，包括兩個內(nèi)容 : ? 負(fù)載調(diào)整率，即負(fù)載效應(yīng)。所謂軟開關(guān)是指電力半導(dǎo)體器件在開關(guān)過程中承受零電壓（ ZVS）或零電流（ ZIS）。頻率調(diào)制在 DCDC變換器設(shè)計(jì)中由于易產(chǎn)生諧波干擾、且濾波器設(shè)計(jì)困難。目前 DCDC變換中基本使用脈寬調(diào)制（ PWM）技術(shù)，通過調(diào)節(jié)脈寬來調(diào)節(jié)輸出電壓，對輸入電壓變化也可調(diào)節(jié)脈寬來進(jìn)行補(bǔ)償，所以穩(wěn)壓范圍寬。 ? 假設(shè)：晶體管關(guān)斷時(shí)， ；晶體管導(dǎo)通時(shí) ；則該晶體管為理想開關(guān)（ Ideal switch），在理想開關(guān)情況下，晶體管損耗為零。 ? 隨著科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，對電子設(shè)備的要求是：①性能更加可靠；②功能不斷增加；③使用更加方便；④體積日益減小。 概述 ? 167。 ? 實(shí)現(xiàn) DCDC變換有兩種模式，一種是線性調(diào)節(jié)模式 (Linear Regulator)，另一種是開關(guān)調(diào)節(jié)模式（ Switching Regulator）。在 DCDC變換中，電力半導(dǎo)體器件工作在開關(guān)狀態(tài)，工作頻率很高，目前這個工作頻率已達(dá)到數(shù)百甚至 1000KHz，這使電力半導(dǎo)體器件功耗減少、效率大幅度提高。 ? 2 DCDC變換分類： 1）按激勵方式劃分。 3）按儲能電感與負(fù)載連接方式劃分。 6）按輸入與輸出之間是否有電氣隔離劃分。 ? 效率 ? 輸出電壓紋波有效值和峰 峰值 ? 比功率（功率 /重量） ,是表征小型化的重要指標(biāo)