【正文】 級(jí)側(cè)電壓經(jīng)過極管整流變?yōu)橹绷鳌６蚁鄬?duì)反激變換器而言，電容上通過紋波電流定額值要求小一些。圖33 單端正激變換電路原理圖由于正激式變換器的隔離元件T1純粹是個(gè)變壓器，因此在輸出端需附加一個(gè)電感器L作為能量的儲(chǔ)藏及傳送元件。 當(dāng)晶體管TT導(dǎo)通時(shí)，設(shè)副邊電壓為Vs’，則電感L內(nèi)的電流將直線增加，如下式所示： 當(dāng)晶體管Tr關(guān)斷時(shí)，由于反激作用，電感上電壓反向，D3導(dǎo)通，構(gòu)成續(xù)流回路，而電感上的電壓等于輸出電壓Vo(忽略二極管壓降)，L上電流iL的衰減由下式定義： 由上式可知，電感L的大小，只是影響diL/dt, 或者說，影響電流的峰—峰值。為防止高反壓的出現(xiàn)，設(shè)置“能量再生線圈”P2，經(jīng)二極管D1，使儲(chǔ)存的能量運(yùn)送回電源VS中。 由于正激變換器負(fù)載電流低于臨界電流時(shí)輸出電壓升高，因此，應(yīng)使最小負(fù)載電流仍在電感臨界電流值之上。 控制電路設(shè)計(jì)為：在最大輸入電壓時(shí)，限制控制電路的脈寬和變化的速率，這樣可防止兩個(gè)參數(shù)同時(shí)在最大值。如果負(fù)載電流ID逐步降低，在L中的波動(dòng)電流最小值剛好為0時(shí)，臨界負(fù)載電流Ioc等于平均波動(dòng)電流，或電流峰一峰值的一半，即：即定義為臨界情況。對(duì)于其它輔助輸出端，假定其所帶的是恒定負(fù)載，在上述占空比下降的情況下，其電壓也下降。為了抑制紋波電壓使其較小，要選用內(nèi)阻抗低高頻用電容器。PWM開關(guān)穩(wěn)壓或穩(wěn)流電源基本工作原理就是在輸入電壓變化、內(nèi)部參數(shù)變化、外接負(fù)載變化的情況下，控制電路通過被控制信號(hào)與基準(zhǔn)信號(hào)的差值進(jìn)行閉環(huán)反饋，調(diào)節(jié)主電路開關(guān)器件的導(dǎo)通脈沖寬度，使得開關(guān)電源的輸出電壓或電流等被控制信號(hào)穩(wěn)定。電壓模式控制的優(yōu)點(diǎn)：①PWM三角波幅值較大，脈沖寬度調(diào)節(jié)時(shí)具有較好的抗噪聲裕量。④在傳感及控制磁芯飽和故障狀態(tài)方面較為麻煩復(fù)雜。因而，這是一個(gè)有開環(huán)和閉環(huán)構(gòu)成的雙環(huán)控制系統(tǒng)。顯然，這就無形中增加了一定的斜坡補(bǔ)償。因?yàn)檫@種改善性能的電壓模式控制加有輸入電壓前饋功能，并有完善的多重電流保護(hù)等功能，在控制功能上已具備大部分電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)，而在實(shí)現(xiàn)上難度不大，技術(shù)較為成熟。當(dāng)外加補(bǔ)償斜坡信號(hào)的斜率增加到一定程度，峰值電流模式控制就會(huì)轉(zhuǎn)化為電壓模式控制。由于這些，峰值電流模式控制PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。④對(duì)噪聲敏感，抗噪聲性差。變頻調(diào)制的滯環(huán)電流模式控制PWM：將電感電流信號(hào)與兩個(gè)電壓值比較，第一個(gè)較高的控制電壓值Vc由輸出電壓與基準(zhǔn)電壓的差值放大得到，它控制開關(guān)器件的關(guān)斷時(shí)刻；第二個(gè)較低電壓值Vch由控制電壓Vc減去一個(gè)固定電壓值Vh得到，Vh叫做滯環(huán)帶，Vch控制開關(guān)器件的開啟時(shí)刻。若輸出高頻雜波小的話，均可以不加。 開關(guān)電源集成控制器 開關(guān)電源主要由主回路和控制回路兩大部分組成，主回路是將交流電網(wǎng)的電能傳遞給負(fù)載的回路，控制回路是按輸入輸出條件控制主回路的工作狀態(tài)的回路，將控制回路集成化即稱為開關(guān)電源集成控制器。頻率可調(diào)到100khz至350khz。輸出基準(zhǔn)電流：50mA；(2)振蕩器 振蕩器的頻率由外接阻容RT、CT決定，周期(近似)值TS＝RT它的增益標(biāo)稱值為80dB，其大小由反饋或輸出負(fù)載來決定，輸出負(fù)載可以是純電阻，也可以是電阻性元件和電容的元件組合。 因該電路增益較低，控制脈寬時(shí)存在較大的延遲，電流開始限制值與實(shí)際工作會(huì)有一定的差值。振蕩器的輸出分為兩路：一路以時(shí)鐘脈沖形式送至雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器及二個(gè)或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相端。由于GW1524內(nèi)部有誤差放大器，我們只需將輸出電壓檢測(cè)出來即可，本設(shè)計(jì)采用在主輸出端串電阻的方式檢測(cè)輸出電壓，并反饋到集成控制器，構(gòu)成閉環(huán)。而在電流模式的控制電路中，需要準(zhǔn)確、高效地測(cè)量電流值，故電流檢測(cè)電路的實(shí)現(xiàn)就成為一個(gè)重要的問題。AD522 為雙端輸入,單端輸出的測(cè)量放大器。當(dāng)AD522增益K 為100 時(shí)，AD522 ﹪。 則由可取。圖48 過壓保護(hù)電路第五章 結(jié)論及設(shè)想經(jīng)過三個(gè)多月的努力，畢業(yè)設(shè)計(jì)工作已經(jīng)基本完成。朱老師給了我無私的指導(dǎo)，對(duì)我們提出的問題認(rèn)真解答，他謙和的為人和嚴(yán)謹(jǐn)?shù)闹螌W(xué)和對(duì)工作認(rèn)真負(fù)責(zé)的態(tài)度給我深刻印象，并受益匪淺。 “一份耕耘，一份收獲”，通過近一個(gè)學(xué)期的時(shí)間，我學(xué)到了許多東西，對(duì)專業(yè)知識(shí)的掌握有所加深，掌握工程設(shè)計(jì)的基本方法和步驟，這個(gè)過程對(duì)我是很重要，對(duì)于以后的工作和學(xué)習(xí)有很大的借鑒作用，受益匪淺。圖48為過壓保護(hù)電路。如圖47所示。在圖中：RP1 為霍爾傳感器的線性度調(diào)節(jié)和消除不平衡電壓電位器；RP2 為AD522 調(diào)零電位器；RP3 為調(diào)增益電位器；C1，C2為直流電源（177。電流互感器將整個(gè)瞬態(tài)電流，包括直流分量耦合到副邊的檢測(cè)電阻上進(jìn)行測(cè)量，但同時(shí)也要求電流脈沖每次過零時(shí)磁芯能正常復(fù)位，尤其在平均電流模式控制中，電流互感器檢測(cè)更加適用，因?yàn)槠骄娏髂Ｊ娇刂浦斜粰z測(cè)的脈沖電流在每個(gè)開關(guān)周期中都回零。圖43 電壓檢測(cè)電路,則分壓器下臂電阻。最后，在晶體管A和B上分別出現(xiàn)脈沖寬度隨V0變化而變化的脈沖被，但兩者相位相差180度。振蕩器7號(hào)腳需外接電容CT，6號(hào)腳需外接電阻RT。 (4)電流限制器AI 電流限制放大器Al輸出與誤差放大器的輸出并聯(lián)，控制脈沖的寬度。因此，當(dāng)開關(guān)電源工作頻率高(CT為小值)時(shí)在3腳接100pf電容到地，以擴(kuò)展輸出脈沖的寬度。它供電給所有內(nèi)部電路，同時(shí)又可作為外部基準(zhǔn)參考電壓。輸入電壓：40V；頻率的溫度穩(wěn)定性≤2％；相加模式控制中的Vi注入信號(hào)容易用于電源并聯(lián)時(shí)的均流控制?？刂齐娐分须娙軨1較小起濾除高頻開關(guān)雜波作用。峰值電流模式控制的開關(guān)電源容易在開機(jī)啟動(dòng)及電壓或負(fù)載突然較大變化時(shí)發(fā)生振蕩。③容易發(fā)生次諧波振蕩，即使占空比小于50%，也有發(fā)生高頻次諧波振蕩的可能性。功率級(jí)是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級(jí)電流源。在數(shù)學(xué)上可以證明，將電感電流下斜波斜率的至少一半以上斜率加在實(shí)際檢測(cè)電流的上斜波上，可以去除不同占空比對(duì)平均電感電流大小的擾動(dòng)作用，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流。主要用于單端及推挽電路。再由Uca及三角鋸齒波信號(hào)UT或Us通過比較器比較得到PWM關(guān)斷時(shí)刻。對(duì)輸入電壓的前饋控制是開環(huán)控制，目的為了增加對(duì)輸入電壓變化的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。②補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)本來就較為復(fù)雜，閉環(huán)增益隨輸入電壓而變化使其更為復(fù)雜。該方法與一些必要的過電流保護(hù)電路相結(jié)合，至今仍然在工業(yè)界很好地被廣泛應(yīng)用。 對(duì)于一般的要求，可以根據(jù)流經(jīng)電感的紋波電流峰—峰值為輸出電流的30%計(jì)算。L值的另一限制因素將出現(xiàn)在應(yīng)用于多輸出電壓的情況。電感L中的電流分連續(xù)和不連續(xù)兩種丁作情況。為了補(bǔ)償這個(gè)缺陷，控制線路應(yīng)能把占空比調(diào)到最大。若某一輸出負(fù)載降到電感臨界電流以下，這線路的輸出電壓將上升。在Tr關(guān)斷，反激作用期間，輸出二極管Dl反偏而不可能有鉗位作用或能量泄放的回路。在Tr導(dǎo)通時(shí)，在原邊繞組接向電源Vs，同一時(shí)間內(nèi)，副邊繞組把能量傳遞到輸出端。單端正激變換器主回路如圖34所示。因?yàn)?，在一定輸出?fù)載時(shí)，輸出電感器和續(xù)流二極管的存在使得儲(chǔ)能電容電流保持在較小的數(shù)值上。為此，獲得其廣泛應(yīng)用。 半橋式功率轉(zhuǎn)換電路工作原理簡(jiǎn)介如下：當(dāng)一對(duì)開關(guān)晶體管管截止時(shí)，若電容C01和C02的容量相等而且電路對(duì)稱，則電容中點(diǎn)A的電壓為輸入電壓的—半，即為VC01=VC02=VI/2。在開關(guān)的暫態(tài)過程中，由于高頻變壓器次級(jí)側(cè)開關(guān)整流二極管反向恢復(fù)時(shí)間內(nèi)所造成的短路以及為了抑制集電極電壓尖峰而設(shè)置的RC吸收網(wǎng)絡(luò)的作用，當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，將會(huì)有尖峰沖擊電流；在關(guān)斷瞬間，由于高頻變壓器漏感的作用，在集電極會(huì)產(chǎn)生電壓尖峰。PWM變換器由功率開關(guān)管、整流二極管及濾波電路等元件組成。第三章 DC/DC變換器的設(shè)計(jì) DC/DC變換器進(jìn)行功率變換，是采用功率半導(dǎo)體器件作為開關(guān)元件，通過周期性通斷開關(guān)，控制開關(guān)元件的占空比來調(diào)整輸出電壓，將固定的直流電壓變換成可變的直流電壓，也稱為直流斬波，它是開關(guān)電源的核心部分，開關(guān)電源DC/DC變換器有多種電路方式，常有的有工作波形為方波的脈寬調(diào)制（PWM）變換器以及工作波形為正弦波的諧振變換器。 如此大的沖擊電流可能會(huì)損壞輸入保險(xiǎn)絲、整流二極管和電容等?？梢钥吹剑膫€(gè)二極管分為兩組，正負(fù)半周輪流導(dǎo)通，但負(fù)載上電流方向不變，此即為全波整流。其導(dǎo)通時(shí)間隨開關(guān)電源的設(shè)計(jì)方法不同而異，也有采用控制開關(guān)晶體管電路的延時(shí)進(jìn)行的間歇開關(guān)工作，這時(shí)，若采用扼流圈輸入型整流電路，接近空載時(shí)，扼流固變?yōu)榕R界值，逆流電路由扼梳閡輸入型變?yōu)闃I(yè)為電容輸入型。 開關(guān)電源當(dāng)前存在的問題當(dāng)我們對(duì)該技術(shù)進(jìn)行深入研究后卻發(fā)現(xiàn)它仍然存在著一些問題需要解決，而且有的問題還帶有全局性：采用定頻調(diào)寬的控制方式來設(shè)計(jì)電源，都以輸出功率最大時(shí)所需的續(xù)流時(shí)間為依據(jù)來預(yù)留開關(guān)截止時(shí)間的，則負(fù)載所需的功率小于電源的最大輸出功率時(shí)就必然造成了工作電流的不連續(xù)；“反峰電壓”是開關(guān)導(dǎo)通期間存入高頻變壓器的勵(lì)磁能量在開關(guān)關(guān)斷時(shí)的一種表現(xiàn)，而勵(lì)磁能量只能在、也必須在開關(guān)關(guān)斷后的截止期間處理掉，既能高效處理勵(lì)磁能量又能有效限制反峰電壓的辦法是存在的，那就是要及時(shí)地為勵(lì)磁能量提供一個(gè)“低阻抗通道”，并且為勵(lì)磁能量的通過提供一段時(shí)間，但 “單調(diào)”控制方法不具備這一條件；高頻變壓器的磁通復(fù)位問題；傳統(tǒng)的電流取樣方法是在功率回路中串聯(lián)電阻，效率不高，這個(gè)