【正文】 感謝郝現(xiàn)戰(zhàn)和代溪全兩位同學(xué)，在本設(shè)計(jì)期間他們給了我無私的幫助。致謝首先深深的感謝我的指導(dǎo)老師殷志鋒副教授和郝莉講師，在本設(shè)計(jì)期間給予的悉心的指導(dǎo)和精心的培養(yǎng)。而在接收端為了恢復(fù)出原信號(hào)，也要分兩步進(jìn)行，可以先解擴(kuò)后解調(diào)，也可以先解調(diào)后解擴(kuò)。而第二、三個(gè)圖就是雙用戶情況下接收端低通濾波器的輸出信號(hào)眼圖。 接收濾波器參數(shù)為：Low Fc=500e+3 Hz Hi Fc =+6 Hz也就是擴(kuò)頻后系統(tǒng)帶寬，由圖59可以看出在此頻帶范圍內(nèi)，兩種功率譜密度基本重合，所以系統(tǒng)對(duì)這種帶寬比較寬的噪聲基本上沒有抑制能力。為了分析擴(kuò)頻序列對(duì)這兩種噪聲的影響，設(shè)計(jì)了以下系統(tǒng)。Pe2為運(yùn)行系統(tǒng)后的測(cè)量值，logPe2為其對(duì)數(shù)值。當(dāng)發(fā)送信息碼元和接收到的信息碼元對(duì)齊時(shí)，(Token 24)模塊統(tǒng)計(jì)在設(shè)定的時(shí)間內(nèi)的錯(cuò)誤的比特?cái)?shù)和總比特?cái)?shù)的比率，(Token 25和27)模塊把所計(jì)算的誤碼率顯示出來。如下所示：1．調(diào)制以前的信號(hào)與解調(diào)后信號(hào)比較：圖52 調(diào)制前后信號(hào)如上圖所示，上面的波形為調(diào)制前即擴(kuò)頻后的信號(hào)，下面的波形為解調(diào)后即解擴(kuò)前的信號(hào)。 直接擴(kuò)頻通信系統(tǒng)仿真（無噪聲情況） 系統(tǒng)模型及主要模塊參數(shù)系統(tǒng)模型如下圖所示：圖51 直接擴(kuò)頻通信系統(tǒng)（無噪聲情況）此系統(tǒng)主要模塊參數(shù)如下，一、發(fā)送部分1．(Token 1)為信息碼發(fā)生器，主要參數(shù)如下：Source: PN Seq Amp =1v Offset =0v Rate = 2e+3 Hz2．(Token 2)為m序列發(fā)生器，它的時(shí)鐘信號(hào)是128K的脈沖信號(hào)，所以產(chǎn)生的m序列速率為128K，主要參數(shù)如下：Comm: PN Gen Reg Len = 7 Taps = [6 7] True = 1 False =1 Rate = 128e+33．(Token 3)為異或門，信息碼和m序列通過它來產(chǎn)生擴(kuò)頻信號(hào)，它的輸出信號(hào)為雙極性的二進(jìn)制信號(hào)，主要參數(shù)如下：Operator: XORThreshold = True = 1 False = 14．(Token 5)為正弦波發(fā)生器，主要參數(shù)如下：Source: SinusoidAmp =1v Freq=1e+6 Hz Phase =0 deg 5．(Token 6)為平衡調(diào)制器，它是一乘法器。那么，0T積分器的輸出為v(t)=AT*d+ + （427）式中，第一項(xiàng)AT*d為有用信號(hào)，第二項(xiàng)是除所希望接收的i=1用戶以外的（k1）個(gè)用戶發(fā)來的信號(hào)，經(jīng)解調(diào)后成為的多址干擾。由于信到和接收機(jī)中的高斯白噪聲和通常來自信到外部的窄帶隨機(jī)過程是完全獨(dú)立的，在這兩種噪聲干擾存在的情況下，擴(kuò)頻通信的輸出信噪比為：＝＝　　　　?。健　　　　? （423）那么此時(shí)，誤碼率為　　　　　P=erfc （424）　 多址能力擴(kuò)頻通信，利用擴(kuò)頻序列提高基帶信號(hào)速率，需要占用很寬的頻帶。R(0)是擴(kuò)頻碼的自相關(guān), R(0)=1,R(0)是信號(hào)功率為P的載波自相關(guān),有R(0)=P,那么式418可表示為:==PT （418）所以,T時(shí)刻積分器輸出的噪聲信號(hào)n(T)是一個(gè)0均值,方差為PT 的隨機(jī)變量,影響擴(kuò)頻通信的正確解調(diào).作為通信技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)參量的信噪比,是有用信號(hào)功率與噪聲功率之比?！⌒枰赋龅氖?，上述結(jié)果是在噪聲干擾為基帶B的廣義平穩(wěn)隨機(jī)過程，即噪聲功率譜分布在(f,f)內(nèi)的情況下得出的。因此式43寫成付氏變換形式為：= （45） 這里，H(f)是理想基帶濾波器的頻率特性，h(t)付氏變換。接收機(jī)內(nèi)部噪聲也歸于自然干擾。電路如下所示：圖319 抽樣保持電路如上圖所示，3端輸入模擬信號(hào)，采樣脈沖從8端輸入，因信號(hào)速率為2K，故采樣脈沖選用4K的方波信號(hào)。1由式510可知，解調(diào)器輸出的信號(hào)中，有用分量為：c(t)= d(t)*m(t) （321）在這里只討論有用信號(hào)，高頻分量及干擾情況在第六章討論。由式410我們知道發(fā)射機(jī)輸出信號(hào)可表示為如下：s(t)=Ac(t)*cosωt= Ad(t)*m(t)*cosωt 其中c(t)為信息碼d(t)和m序列m(t)的乘積,是一個(gè)數(shù)字信號(hào)，因此s(t)就相當(dāng)于c(t)對(duì)載波進(jìn)行BPSK調(diào)制。頁：24接收濾波器應(yīng)設(shè)計(jì)為以載波f1為中心頻率，帶寬為2fc的帶通濾波器。輸出濾波用來去掉不需要的諧波。T7,T8及其偏置電路構(gòu)成恒流源電路。二、載波發(fā)生電路本設(shè)計(jì)載波選用1MHz的正弦波,因所需的正弦波精度要求不高,可用簡單的文氏橋振蕩器來實(shí)現(xiàn)。這種二相相移信號(hào)可表示為Acosωt 當(dāng)c(t)=0時(shí)（35）Acosωt 當(dāng)c(t)=1時(shí) s(t)={這樣BPSK信號(hào)可用下列平衡調(diào)制信號(hào)表示s(t)=Ac(t)cosωt （36）式中c(t)是以“+1”，“1”表示的擴(kuò)頻后碼序列。當(dāng)74LS393的CLK端輸入128K的時(shí)鐘信號(hào)時(shí)，可在2716前兩個(gè)輸出端得到所要產(chǎn)生的兩路m序列。選用周期為10的序列1101000101作為信息碼。在接收端一般有兩類不確定的因素，就是碼相位和載波頻率的不確定性，擴(kuò)頻接收機(jī)要能夠正常工作，這兩個(gè)問題都必須解決。例如，n=7的本原多項(xiàng)式：211和301。若r級(jí)線性移位寄存器的初始狀態(tài)為 a,a,…,a且滿足線性反饋邏輯 a=ca+ca+…+ca (模2加) （211）可得序列多項(xiàng)式G(x)與反饋邏輯函數(shù)關(guān)系： G(x)= （212）如果把模2加法器反饋到第一級(jí)的連線c=1考慮進(jìn)去，式212的分母就是反饋邏輯。各譜線對(duì)應(yīng)頻率分量的功率隨序列長度p的增加而減小。當(dāng)p很大時(shí)，m序列的自相關(guān)函數(shù)與白噪聲類似。 最長線性反饋移位寄存器序列——m序列n級(jí)線性移位寄存器，經(jīng)過適當(dāng)?shù)某轭^反饋和模2加法器能產(chǎn)生序列的最大可能周期是p=21，這樣的序列叫最長線性反饋移位寄存器序列或m序列。要傳送的信息經(jīng)數(shù)字化后變成二元數(shù)字序列，它和偽隨機(jī)序列模二相加后變成復(fù)合碼去調(diào)制載波。信號(hào)淹沒在白噪聲之中，別人難于發(fā)現(xiàn)信號(hào)的存在，再加之不知擴(kuò)頻編碼，就更難拾取有用信號(hào)。香農(nóng)(Shannon)在信息論的研究中得出了信道容量的公式：C=Blog2(1+S/N) （11）這個(gè)公式指示出：如果信息傳輸速率C不變，則帶寬B和信噪比P/N是可以互換的，就是說增加帶寬就可以在較低的信噪比的情況下以相同的信息率來可靠的傳輸信息，甚至在信號(hào)被噪聲淹沒的情況下，只要相應(yīng)的增加信號(hào)帶寬，仍然保持可靠的通信，也就是可以用擴(kuò)頻方法以寬帶傳輸信息來換取信噪比上的好處。 47 加入高斯白噪聲后系統(tǒng)模型 47 系統(tǒng)誤碼率的理論值與測(cè)量值的比較 47 擴(kuò)頻序列對(duì)窄帶噪聲及寬帶噪聲的影響比較 51 直接擴(kuò)頻通信系統(tǒng)多址能力分析 53 系統(tǒng)模型及主要模塊參數(shù) 53 系統(tǒng)多址干擾分析 54結(jié)束語 56致謝 57參考文獻(xiàn) 58摘要擴(kuò)頻通信由于具有抗干擾能力強(qiáng)，隱蔽性好，容易實(shí)現(xiàn)多址傳輸?shù)葍?yōu)點(diǎn)而在移動(dòng)通信、無線數(shù)據(jù)通信等領(lǐng)域得到越來越廣泛的應(yīng)用。論文第一章介紹了直接序列擴(kuò)頻基本原理；第二章比較詳細(xì)的論述了m序列的相關(guān)理論，包括m序列的生成方法及相關(guān)特性等；論文的第三章闡述了硬件系統(tǒng)的設(shè)計(jì)思想，詳細(xì)討論了發(fā)送端時(shí)鐘，載波發(fā)生，m序列產(chǎn)生，擴(kuò)頻，調(diào)制等模塊及接收端解調(diào)，解擴(kuò)，采樣判決等模塊電路的基本原理及實(shí)現(xiàn)方法；論文第四章比較詳細(xì)分析了直接擴(kuò)頻系統(tǒng)的抗干擾能力及多址能力；第五章用System View軟件進(jìn)行了系統(tǒng)仿真，得到了系統(tǒng)主要輸出點(diǎn)波形，同時(shí)把系統(tǒng)在高斯白噪聲情況下的誤碼率理論值和測(cè)量值進(jìn)行了比較，分析了擴(kuò)頻序列對(duì)高斯白噪聲和窄帶噪聲的影響，最后簡單分析了在不同擴(kuò)頻序列情況下，系統(tǒng)的多址干擾情況。G=B2/B1擴(kuò)頻通信中，接收端對(duì)接收到的信號(hào)做擴(kuò)頻解調(diào)，只提取擴(kuò)頻編碼相關(guān)處理后帶寬為B1的信號(hào)成份，而排除了擴(kuò)展到寬帶B2中的干擾、噪聲和其他用戶通信的影響，相當(dāng)于把接收信噪比提高了G倍。(4)抗多徑干擾　在無線通信中，抗多徑干擾問題一直是難以解決的問題，利用擴(kuò)頻編碼之間的相關(guān)特性；在接收端可以用相關(guān)技術(shù)從多徑信號(hào)中提取分離出最強(qiáng)的有用信號(hào)，也可把多個(gè)路徑來的同一碼序列的波形相加使之得到加強(qiáng)，從而達(dá)到有效的抗多徑干擾。通常來說,擴(kuò)頻碼應(yīng)滿足以下要求：1． 易于產(chǎn)生；2． 具有隨機(jī)性；3． 具有盡可能長的周期；4． 具有尖銳的自相關(guān)特性和良好的互相關(guān)特性；從理論上說，用純隨機(jī)序列去擴(kuò)展信號(hào)頻譜是最理想的。 m序列擴(kuò)頻碼的自相關(guān)函數(shù) 設(shè)m序列的碼片寬度為T，碼片波形為矩形，波形幅度出現(xiàn)+1，1的概率各為1/2，所有脈沖度取值相互獨(dú)立且脈沖波形起始時(shí)間T在0 T之間均勻分布，經(jīng)推導(dǎo)可得周期為p的m序列的自相關(guān)函數(shù)為 1(1+) |τ|≤T（21） T|τ|≤pTc/2 r(τ)={m序列的自相關(guān)函數(shù)如圖21所示，由圖中可以看出，當(dāng)t=0時(shí)，m序列的自相關(guān)函數(shù)出現(xiàn)峰值1；當(dāng)t偏離0時(shí)，相關(guān)函數(shù)曲線很快下降；當(dāng)1163。顯然，m序列擴(kuò)頻碼的功率譜密度G(f)為： G(f)= G(f) G(f) （22）三角形脈沖的傅立葉變換是抽樣函數(shù)的平方。定義周期信號(hào)的連續(xù)互相關(guān)函數(shù)為 R(t)= （29） 從前面討論中可以看出m序列的自相關(guān)函數(shù)是雙值函數(shù)，但周期相同的不同m序列之間的互相關(guān)函數(shù)不再是雙值函數(shù)，而是一個(gè)多值函數(shù)。所謂本原多項(xiàng)式是指F(x)是不可約的，F(xiàn)(x)可整除1+x，p=21，F(xiàn)(x)除不盡1+x，qp. 在實(shí)際應(yīng)用時(shí)，常常是根據(jù)需要確定所要求的碼長，有p=21確定移位寄存器的級(jí)數(shù)r，查本原多項(xiàng)式表，確定F(x)，由F(x)就可以決定線性移位寄存器的反饋連線。為了節(jié)省發(fā)射功率和提高發(fā)射機(jī)工作效率，擴(kuò)頻系統(tǒng)中采用平衡調(diào)制器，載波為1MHz的正弦波。 電路圖如下所示：圖33 512K時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器及分頻電路 前一部分電路產(chǎn)生512K時(shí)鐘信號(hào)，后面接一分頻器以便產(chǎn)生本系統(tǒng)所需各種時(shí)鐘信號(hào)，分頻器用雙16進(jìn)制計(jì)數(shù)器74LS393實(shí)現(xiàn)，共可實(shí)現(xiàn)2分頻，1A計(jì)數(shù)器時(shí)鐘端輸入的是512K信號(hào)，可得從74LS393的3腳到6腳輸出依次為256K，128K，64K，32K，從74LS393的11腳到8腳輸出依次為16K，8K，4K，2K。把這種并行碼寫入到2716中，經(jīng)過運(yùn)算所要輸入的并行碼以16進(jìn)制表示如下：c0 c0 c0 c0 c0 c0 c0 00 00 00 80 80 80 40 80 80 00 00 00 c0 40 80 00 00 80 40 80 c0 80 80 80 40 c0 40 c0 00 80 40 00 00 00 c0 00 c0 c0 00 80 c0 c0 c0 00 40 80 c0 80 00 40 c0 40 c0 40 80 c0 00 00 80 80 40 40 40 00 00 80 c0 00 80 c0 00 80 40 c0 80 c0 40 80 40 00 40 c0 80 40 40 c0 40 00 40 c0 00 00 00 40 40 00 c0 00 00 c0 00 40 c0 c0 00 c0 40 40 80 80 c0 c0 00 80 c0 80 40 00 40 00 輸出時(shí)8根輸出線的前兩根的輸出就是所要輸出的兩路m序列。故本設(shè)計(jì)采用BPSK這種調(diào)制方式。此變換電路如下：圖38 單極性變雙極性電路如圖42所示，反相器74LS04先把TTL信號(hào)反相，即把1信號(hào)變成0信號(hào)，把0信號(hào)變成1信號(hào)，第一級(jí)運(yùn)算放大器傳遞函數(shù)是： U=(R2/R1)U （37）其實(shí)現(xiàn)的是取負(fù)功能，即當(dāng)輸入信號(hào)電平是0時(shí)，輸出不變，當(dāng)輸入信號(hào)電平是1時(shí)，輸出V。本設(shè)計(jì)選用比較常見的MC1496來實(shí)現(xiàn)。BPSK信號(hào)從12腳輸出。由此式可的下圖：圖312 功率譜密度由上圖可知，BPSK信號(hào)的功率主要集中在f1fc附近，f1為載波頻率，fc為二進(jìn)制信息速率。如果給定帶內(nèi)所允許的紋波差，則用切比雪夫響應(yīng)較好，本設(shè)計(jì)采用具有巴特沃施響應(yīng)的二階RC有源濾波器。 擴(kuò)頻信號(hào)的相關(guān)解擴(kuò) 擴(kuò)頻系統(tǒng)具有很強(qiáng)的抗干擾性，能作到這一點(diǎn)的重要原因是擴(kuò)頻接收機(jī)中采用相關(guān)檢測(cè)進(jìn)行解擴(kuò)。采用濾波器的快速設(shè)計(jì)方法來設(shè)計(jì)低通濾波器，選用電壓控制電壓源電路來設(shè)計(jì)()。對(duì)于圖322，上面的波形為發(fā)送信號(hào)，下面為恢復(fù)出的信號(hào)，除了有一定延時(shí)兩信號(hào)基本上是一樣的。由于擴(kuò)頻碼pn(t)和噪聲n(t)相互獨(dú)立，n(t)為0均值的隨機(jī)過程，所以噪聲輸出成分的均值為0。所以根據(jù)G的定義，系統(tǒng)噪聲輸出功率可表示為： PP= P/G （411）