【正文】 靈敏度約為： 實(shí)用靈敏度＝ 121十 1十 2十 2十 9＝ 107dBm 對(duì)于 DCSl800頻段，它的實(shí)用靈敏度約為： DCSl800頻段的實(shí)用靈敏度＝ 121十 2十 2十 3十 9＝一 105dBm 下行鏈路接收機(jī)增益分配計(jì)算 各單元增益分配的結(jié)果如下 (已包含 SAW濾波器 )：前端 LNA放大器為 16dB， 第一混頻器為 8dB， IF放大器和解調(diào)器為 80dB(AGC控制范圍約 70dB)。(1)NF： 1． 5dB一 2． 5dB (4)具有鍵控式 AGC控制功能 (通過偏置控制來實(shí)現(xiàn) )。 第 1中頻頻點(diǎn)和 IF SAW濾波器選擇時(shí)應(yīng)考慮的因素 (1) 功率增益：約 70dB； (2)AGC可控范圍：約 70dB、 步進(jìn)間隔 2dB， AGC的控制范圍和控制斜率會(huì)影響手機(jī)的越區(qū)切換； (3)雙端輸入阻抗能與 IF SAW濾波器的輸出阻抗相匹配。 五 發(fā)射單元方案設(shè)計(jì) (2)采用單中頻：這種方案的優(yōu)點(diǎn)是 PLL電路簡單，不易產(chǎn)生互調(diào)干擾， Fe和Pe指標(biāo)比較好，缺點(diǎn)是選擇性指標(biāo)比采用雙中頻的方案要差一些。 (5)末級(jí) Tx―VCO 采用 PLL―VC0 ： 其優(yōu)點(diǎn)是 Fe和 Pe指標(biāo)容易保證，缺點(diǎn)是電路要相對(duì)復(fù)雜一些。 (7)采用閉環(huán)控制的 PA： 優(yōu)點(diǎn)是 PA直接和電池連接，而不用 MOS管，故穩(wěn)定性、可靠性比較高，缺點(diǎn)是需要用定向福合器、功率檢測和比較電路，電路要復(fù)雜一點(diǎn)。 (2) I/Q輸入直流偏置電平： 1V―1 ． 5V， I／ Q輸入交流電平： 1Vpp(平衡輸入 )； RF變頻器和 PA設(shè)計(jì)技術(shù)要求 六、 頻率合成器設(shè)計(jì) 基于前面的考慮，收發(fā)信機(jī)均采用一次變頻技術(shù)獲得較高的性能價(jià)格比。 ? GSM900和 DCSl800兩頻段的收發(fā)信機(jī)共用中頻部分：采用此法可使電路簡化，降低成本，提高可靠性。 IF和 RF頻率合成器鑒相頻率的選擇 因?yàn)?IF是一個(gè)固定的頻點(diǎn)，故 IF鑒相頻率可取得比較高，可在幾百 kHz到幾 MHz之間選擇，以提高 IF頻率合成器的頻譜質(zhì)量。 根據(jù) GSM通信體制的要求，鎖定時(shí)間需同時(shí)滿足下列兩個(gè)條件： (1)按幀 (時(shí)隙不變 )進(jìn)行跳頻，跳頻速率： 217跳 /秒，根據(jù) GSM TDMA的幀結(jié)構(gòu)，要求 Tlock＜ T幀 ― T時(shí)隙＝ 7時(shí)隙長＝ 70 ． 577=4ms。 GSM900和 DCS1800這兩個(gè)頻段的接收部分僅是 RF調(diào)諧器不同，中頻以后的部分相同。 為使雙頻段調(diào)諧器的 VC0易于實(shí)現(xiàn) GSM900的第一本振采用高本振，而在DCS1800頻段則采用低本振。E―GSM900 接收狀態(tài)： 925十 FIF960十 FIF MHz 無線收發(fā)信機(jī)在基帶部分有一多功能電源管理集成電路，它包括的功能中還有 7只 。IC的 VREFRFIC的參考電壓， VREF（ ） 用作偏移參考， VREFADC的參考。溫度的影響由 AFC（ 自動(dòng)頻率控制）電壓來控制。 與外部環(huán)路濾波器相關(guān)的有 64/65（ P/P+1） 預(yù)定標(biāo)器、 N和 A分頻器、參照分頻器、相位檢測器和充電泵。相位檢測器將這一信號(hào)與參考信號(hào)（ 400KHz） 進(jìn)行比較，此參考信號(hào)是由參考分頻器從VCTCXO的輸出分頻而得的。環(huán)路濾波器確定 PLL（ 調(diào)整時(shí)間）的逐級(jí)反應(yīng)，并確定對(duì)環(huán)路穩(wěn)定性的影響，這就是為什么集成電容器有一只相位補(bǔ)償用的電阻器。 接收器 LNA之后，放大了的信號(hào)（帶低噪音電平）被送到帶通濾波器（第二只 RX/SAW濾波器）。本振信號(hào)由外部 VCO產(chǎn)生。從混合器輸出到 ADC輸入， RX信號(hào)被分成 I和 Q信號(hào)。第二級(jí)的增益由控制信號(hào)g10來控制。 集成的基帶濾波器是一種有源 RC濾波器，它帶有二只在芯片之外的電容器。 DTOS是一種差分的單端轉(zhuǎn)換器，此轉(zhuǎn)換器有 8dB或 18dB的增益。集成的電阻器和電容器是可微調(diào)的，這些由一數(shù)字式控制字符經(jīng) Hagar串行接口控制。 AGC具有來自COBBA AGC這一級(jí)為接收器提供增益控制范圍（ 40dB， 10dB的步進(jìn)值） ,也提供必要的 DC補(bǔ)償。AGC步進(jìn)值。發(fā)送器 在調(diào)制器之后， TX信號(hào)被放大并緩存。TX的輸出電平最小為 5dB。在 EGSM分枝，在平衡 非平衡變換器之后有一 SAM濾波器，將不要的信號(hào)及來自HAGAR 最后的放大是通過雙帶功率放大器來實(shí)現(xiàn)的，它有一 50歐姆的輸入和二個(gè)人成分 0歐姆的輸出口，也還有一增益控制，它用 HAGAR中的一功率控制回路控制。 在 PA輸出與 RX/TX切換模塊之間有一定向耦合器。 TXC電壓是由 COBBA中的 DA變換器并生的。經(jīng)回路經(jīng) PA中的控制引腳來控制輸出，使之達(dá)到要求的輸出電平并且突發(fā)脈沖已獲得 TXC斜坡波形。在收到突發(fā)脈沖之前 AGC必須被設(shè)置，要進(jìn)行這一預(yù)先監(jiān)控，通常是給一估計(jì)的信號(hào)電平。 生產(chǎn)校準(zhǔn)是以二種 RF電平來進(jìn)行的， LNA的增益步進(jìn)值不進(jìn)行校準(zhǔn)。 AFC電壓在 COBBA中用 11比特 DA變換器產(chǎn)生。 AFC連續(xù)跟蹤基站頻率，因?yàn)?VCTCXO輸出中的變化不會(huì)如此快地發(fā)生（溫度）。當(dāng)?shù)谝粋€(gè)脈沖進(jìn)入系統(tǒng)時(shí)，時(shí)鐘必須被調(diào)定到 +/。DC補(bǔ)償 在 DCN1和 DCN2運(yùn)行期間進(jìn)行 DC補(bǔ)償（經(jīng)串行總線）。 DCN2則將信號(hào)偏差到衡定值（ VREF）。CONTROL≈VCXOPPLF/2fff/2ff/2AFCRFCNOKIA返回目錄GSM手機(jī)接收設(shè)計(jì)的關(guān)鍵技術(shù) GSM的接收機(jī)包括天線、 LNA、 下變頻、解調(diào)、解碼和 D/A 等。 LNA(低噪聲放大器 )的設(shè)計(jì)是以整機(jī)在盡可能大的信號(hào)范圍和盡可能復(fù)雜的信號(hào)環(huán)境中都能夠良好的接收基站下行的信號(hào)為原則的。手機(jī)靈敏度一般用相對(duì)于 BER（ 誤碼率）的信號(hào)電平來表示。如果中頻和基帶是理想的變換器，則前端信號(hào)的衰減不會(huì)影響靈敏度。在絕大多數(shù)情況下，電平匹配點(diǎn)和噪聲匹配點(diǎn)不是同一個(gè)點(diǎn)。如果接收機(jī)的線性度太差，就會(huì)產(chǎn)生很多的交調(diào)頻率分量。同一器件或同一組合在不同的頻率范圍其諧波抑制比和交調(diào)抑制比也是不一樣的。 GSM標(biāo)準(zhǔn)要求信號(hào)的范圍是從 102dB 到 48dB。即在 LAN的輸入后加入可編程的衰減器。在做這些分析時(shí)關(guān)鍵是建立合適的仿真模型。即先對(duì)各個(gè)部分做特性分析，在此基礎(chǔ)上，再將各個(gè)部分級(jí)連起來做總的特性分析。唯一不同的是在做不同特性分析時(shí)，需定義不同的因變量和自變量。只要振蕩器有足夠的可調(diào)帶寬來覆蓋所有的頻率范圍就足夠了。為了能確保 VCO能工作，往往要求 VCO的頻率覆蓋范圍更大一些，但是這樣做會(huì)增大壓變電容至槽路的耦合，過大的容性耦合會(huì)嚴(yán)重的降低槽路的品質(zhì)因數(shù)。 GSM手機(jī)的調(diào)制方式是最小頻移鍵控 (GMSK)。 由于相位噪聲和鄰信道干擾信號(hào)混頻也能產(chǎn)生中頻信號(hào)，如圖 4。因?yàn)?VCO的鎖定就建立在有相位差異的基礎(chǔ)上；它是一種動(dòng)態(tài)的或者說是平均的鎖定。固有噪聲的另一個(gè)來源是，參考時(shí)鐘。散射噪聲會(huì)引入頻率調(diào)制的邊帶噪聲。 由于 GSM手機(jī)的接入模式是 TDMA方式，這樣 VCO的工作在時(shí)間上是不連續(xù)的。因此 VCO的仿真難度較大，設(shè)計(jì)的成敗更多的依賴于設(shè)計(jì)師的經(jīng)驗(yàn)。一個(gè)較好的方法是盡量使用在線仿真。 技巧 :在設(shè)計(jì)時(shí)可以用 PCB線條來微調(diào) VCO的外接電感 ,往往可以得到很好的效果 . 和 LNA的設(shè)計(jì)一樣，在完成了 VCO的仿真計(jì)算之后，最好是能做在線仿真。在一個(gè)完整的項(xiàng)目設(shè)計(jì)中，設(shè)計(jì)師所要面對(duì)的問題遠(yuǎn)比這里介紹的更多 ,更繁雜。GSM手機(jī)發(fā)射設(shè)計(jì)的關(guān)鍵技術(shù) GSM的發(fā)射機(jī)包括天線、功率檢測、功放、低通、預(yù)放、帶通、上變頻和數(shù)據(jù)濾波等。將此電平信號(hào)送到功放的輸出功率控制模塊作為輸出功率控制的參考。但是一般情況下，為了降低成本都采用微帶耦合線來做。 功率放大器是 GSM手機(jī)的最終功率輸出器件。 在 TDMA(時(shí)分多址 )通信系統(tǒng)中，如 GSM900、 DCS1800和 PCS1900中，為了有效地利用頻率資源，都是在時(shí)間上把一個(gè)載頻劃分成不同的幾個(gè)時(shí)間段，每個(gè)時(shí)間段分配給一個(gè)手機(jī)。關(guān)閉或開啟的時(shí)間越短，這個(gè)干擾的頻譜越寬。這樣就必須在時(shí)間和頻率之間求得一個(gè)平衡。常有的情況是：模板符合要求，但開關(guān)頻譜并不符合要求。 GSM發(fā)射機(jī)在發(fā)射時(shí)會(huì)產(chǎn)生大量的熱量。 PA工作在大信號(hào)狀態(tài)，因此端口一定要匹配，如果端口失配，不僅造成電路性能下降，同時(shí)會(huì)產(chǎn)生大量的熱能。當(dāng)然最簡單的絕對(duì)穩(wěn)定的手段是在響應(yīng)的匹配網(wǎng)絡(luò)加入電阻。 GSM手機(jī)發(fā)射機(jī)上常用的濾波器有三種： 1)介質(zhì)濾波器； 2)分離元件組成的 LC濾波器； 3)分布參數(shù)組成的 LC型濾波器。介質(zhì)濾波器以其良好的幅頻特性、很高的溫度穩(wěn)定信號(hào)和小的體積在實(shí)踐中得到廣泛的應(yīng)用。同時(shí)，介質(zhì)濾波器對(duì)接地有嚴(yán)格的要求，在實(shí)踐中必須嚴(yán)格遵守廠家的要求。這里介紹器件特性在微波波段的變化，以變化的眼光來看待微波器件是微波波段設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)。所以在物理電路中，在一定條件下可把電容當(dāng)作電感來使用，這就是說在一個(gè)物理電路中一個(gè)器件的實(shí)際作用可以和它的名稱不同的。 由于分布參數(shù)組成 LC型濾波器雖然成本性能都不錯(cuò)，但是由于要占用較大的 PCB面積，所以在這個(gè)頻段很少當(dāng)作濾波器來使用。 S23s是微帶線平衡輸出端的隔離度；用帶狀線構(gòu)成的平衡－不平衡變換器特性很好；而用微帶線構(gòu)成的平衡－不平衡變換器隔離度只有 10dB，這在實(shí)踐中是不可接受的。對(duì)預(yù)放而言，則對(duì)其要求是：在保證線性的前提下，提供功放級(jí)足夠的推動(dòng)功率。這樣必然存在平衡－不平衡的變換。各級(jí)設(shè)計(jì)完成之后最終是要級(jí)連起來的。在對(duì)各級(jí)單獨(dú)仿真或測試時(shí)，都使用標(biāo)準(zhǔn)的端口阻抗。只需做各級(jí)單獨(dú)仿真或測量就可以準(zhǔn)確預(yù)測系統(tǒng)特性。在實(shí)踐中究竟采用哪種方法。在任何條件下，如果系統(tǒng)特性不符合要求，則要重新設(shè)計(jì)。在一個(gè)完整的項(xiàng)目設(shè)計(jì)中，設(shè)計(jì)師所要面對(duì)的問題要比這里介紹的更多更繁雜。 第二代基本是采用時(shí)分多址（ TDMA） 的數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)，如美國的 AMPS、 歐洲的 GSM系統(tǒng) 隨著 IS95標(biāo)準(zhǔn)的頒布，擴(kuò)頻通信技術(shù)廣泛應(yīng)用于移動(dòng)通信和室內(nèi)無線通信等各種商用應(yīng)用系統(tǒng)，為用戶提供可靠通信。直擴(kuò)系統(tǒng)只有在完成擴(kuò)頻序列的同步后，才可能用同步的 PN序列對(duì)接收的擴(kuò)頻信號(hào)進(jìn)行相關(guān)解擴(kuò)，把擴(kuò)頻的寬帶信號(hào)恢復(fù)成非擴(kuò)頻的窄帶信號(hào)，以解調(diào)出傳送的信息。擴(kuò)頻序列的捕獲是指接收機(jī)的開始接收擴(kuò)頻信號(hào)時(shí)，調(diào)整和選擇本地?cái)U(kuò)頻序列的相位，將收發(fā)機(jī)擴(kuò)頻序列的相位差調(diào)整至捕獲帶內(nèi)，在跟蹤單元開啟前，獲取擴(kuò)頻序列的粗同步。匹配濾波器的基帶實(shí)現(xiàn)方法是直接對(duì)接收信號(hào)以碼片速率采樣，然后采用數(shù)字方式匹配。因此， CDMA系統(tǒng)適于采用基于滑動(dòng)相關(guān)的串行捕獲方案。相關(guān)器將本地 PN序列與接收到的信號(hào)相乘即進(jìn)行關(guān)運(yùn)算，然后再積分，求出它們的互相關(guān)值。由于無線信道多徑衰的影響，移動(dòng)臺(tái)和基站的相對(duì)運(yùn)動(dòng)以及時(shí)鐘的不穩(wěn)定，校正過程必須不斷地進(jìn)行。本地序列發(fā)生器產(chǎn)生超前和滯后 Tc/2的兩路 PN序列，分別與接收信號(hào)共軛相乘并在 N個(gè)碼片時(shí)間內(nèi)累加，相關(guān)的結(jié)果送給定時(shí)誤差估計(jì)單元，得到定時(shí)誤差估計(jì)值。3 自動(dòng)頻率校正 由于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的相對(duì)運(yùn)動(dòng)以及時(shí)鐘的不穩(wěn)定，接收機(jī)本地載波與接收到的信號(hào)載波頻率間存在頻率誤差，即使用信道估計(jì)得出的參數(shù)來進(jìn)行最大比合并，接收機(jī)的性能也會(huì)隨著頻差的增大而下降。選擇合適的 RAKE接收機(jī)對(duì)導(dǎo)頻信道解調(diào)的積分區(qū)間 TE,使在積分區(qū)間中，信道衰落因子近似不變。導(dǎo)頻信道的等效基帶信號(hào)同樣存在著頻率偏差，故可以從中取頻差 Δf。捕獲單元在一個(gè)碼片時(shí)間內(nèi)完成32個(gè)相位的相關(guān)運(yùn)算，以 1/2chip為步長在 16chip范圍內(nèi)搜索相關(guān)峰，對(duì) I、 Q兩種相關(guān)的結(jié)果進(jìn)行平方和運(yùn)算，得到解相關(guān)輸出信號(hào)的能量。 RAKE接收機(jī)及自動(dòng)頻率校正單元的 FPGA實(shí)現(xiàn) 跟蹤單元中定時(shí)誤差的估計(jì)可直接利用信道估計(jì)的結(jié)果， AFC模塊根據(jù) RAKE的合關(guān)結(jié)構(gòu)估計(jì)頻偏，因此實(shí)現(xiàn)時(shí)把跟蹤、 RAKE接收和 AFC合在一起考慮。自動(dòng)頻率校正采用中頻頻率補(bǔ)償方案，根據(jù) RAKE接收機(jī)輸出的導(dǎo)頻信道的解擴(kuò)信號(hào)，估計(jì)出包含移動(dòng)臺(tái)和基站之間載波頻率率誤差的控制信號(hào)，經(jīng)過數(shù)模變換后輸出至射頻模塊，調(diào)節(jié)移動(dòng)臺(tái)振蕩器的輸出頻率，使之與基站的輸出頻率相同，保證前向業(yè)務(wù)信道數(shù)據(jù)的正確解調(diào)。 硬件實(shí)現(xiàn)結(jié)果 采用 VHDL 語言對(duì)各個(gè)模塊進(jìn)行了描述，并同樣運(yùn)用 Aldec公司的 ActiveVHDL仿真工具進(jìn)行了功能仿真和驗(yàn)證。返回目錄 ? 讀圖只有對(duì)手機(jī)的電路原理 將總原理圖分解成若干基本部分，弄清各部分的主要功能以及每一部分由哪些基本單元電路組成。抓住聯(lián)系 :估算指標(biāo) :1） FLASH， ROM， 音頻處理模塊等。查電源連接線，電源是如何共給各