【正文】 ，它與電阻本身的大小無關(guān)，僅與溫度和系統(tǒng)帶寬有關(guān)。因而可以推斷，MOSFET的噪聲主要是由溝道電組的熱噪聲形成。一個(gè)是接在漏源之間的電流源，記為（下標(biāo)d指漏極）；另一個(gè)是接在柵源之間的電流源，記為。由式()、()可以知道，柵噪聲電流與晶體管的柵源電容和工作頻率都是二次方成正比關(guān)系。實(shí)際上，MOS晶體管的柵寄生電阻的熱噪聲、襯底寄生阻抗引入的熱噪聲以及溝道熱噪聲通過背柵調(diào)劑而引入的襯底噪聲，都是不可忽略的，它們對(duì)放大器的噪聲性能具有很大的影響。見圖24所示[1,2]。即只要對(duì)噪聲源導(dǎo)納求一階導(dǎo)數(shù)并使它為零，必有： () ()可見，為了使噪聲因子最小，應(yīng)當(dāng)使噪聲源的電納等于相關(guān)電納的負(fù)值，而噪聲源的電導(dǎo)等于公式()的值。() 多級(jí)及聯(lián)網(wǎng)絡(luò)噪聲系數(shù)計(jì)算由附錄A可以知道，每一個(gè)有噪網(wǎng)絡(luò)都可以由三個(gè)參數(shù)來描述，即噪聲等效溫度Te、噪聲系數(shù)F、額定功率增益Gp。多級(jí)線性系統(tǒng)級(jí)聯(lián)，系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)與各級(jí)噪聲系數(shù)及增益有關(guān)，但主要取決于前級(jí)的噪聲系數(shù)，為降低后級(jí)噪聲對(duì)系統(tǒng)的影響，應(yīng)加大前級(jí)的增益和盡量減小前級(jí)電路的噪聲系數(shù)。溝道電流熱噪聲可以由式（）表示，柵極噪聲可以由式()、()表示。ｃ可以表示為 () () 由式()、()、()可知、的相關(guān)系數(shù)為為： ()上式中的最后一項(xiàng)分子分母同時(shí)乘以 ()所以 ()將和代入上式，則 () ()為時(shí)的漏源導(dǎo)納。所以，隨著工藝的進(jìn)步，會(huì)減小。在使用手動(dòng)計(jì)算的分析過程中，上述的噪聲模型已經(jīng)可以接近實(shí)際。常用1dB壓縮點(diǎn)和三階交調(diào)點(diǎn)來描述電路的線性度。但是，在實(shí)際的使用中，由于MOS管存在著很多其它難以消除、簡化的效應(yīng)，對(duì)輸出端漏極電流進(jìn)行傅立葉變換，將會(huì)得到一個(gè)三次和更高的諧波項(xiàng)。 當(dāng)信號(hào)的幅度大到器件的高次諧波項(xiàng)不能忽略的時(shí)候，由式()可以得到基波信號(hào)電流為 ()其幅度為 ()由此可以得到，大信號(hào)的平均跨導(dǎo)為： ()由式()可以知道，大信號(hào)的平均跨導(dǎo)與輸入信號(hào)幅度有關(guān)。在射頻電路中，常用1dB壓縮點(diǎn)來度量一個(gè)放大器的線性度。 ()則1dB壓縮點(diǎn)的數(shù)學(xué)形式為 ()由此可以知道，放大器的線性范圍與漏極電流的1階項(xiàng)和三階項(xiàng)的比值有關(guān)。當(dāng)輸入信號(hào)為兩個(gè)頻率信號(hào)，并且這兩個(gè)頻率的振幅相等， ()經(jīng)過MOS管后，輸出的一次頻率項(xiàng)為： ()三次頻率組合項(xiàng)為 () ()由上述的推導(dǎo)，可以得出三階交調(diào)示意圖，如圖28。（） 多級(jí)級(jí)聯(lián)網(wǎng)絡(luò)線性度表示方法（起最重要作用的線性級(jí)）圖 210 兩級(jí)放大器級(jí)聯(lián)系統(tǒng) 圖210，是兩個(gè)放大器級(jí)聯(lián)后的三階互調(diào)示意圖。所以，在電路線性度的設(shè)計(jì)中，必須提高各級(jí)的線性度；線性度與增益是一對(duì)矛盾的指標(biāo)。這就要求它的噪聲越小越好。(4)應(yīng)具有一定的選頻功能，以及抑制帶外和鏡像頻率干擾的能力，因此它一般是頻帶放大器。實(shí)現(xiàn)低噪聲的基本思路是：采用單管單級(jí)放大，以減小有源器件引入的噪聲；因?yàn)殡娮栌袩嵩肼暎云ヅ渚W(wǎng)絡(luò)宜用電感負(fù)反饋，而不宜用電阻負(fù)反饋。其重要性在噪聲系數(shù)之后，也是一個(gè)很重要的指標(biāo)。在本文將要論述的技術(shù)中，輸入輸出匹配也能更好的實(shí)現(xiàn)噪聲匹配，這是一個(gè)很重要的理論。但一般的接收機(jī)方案中，本振泄漏則完全取決于低噪聲放大器的隔離性能。降低功耗的根本方法是采用低電源電壓、低偏置電流。由于晶體管的各級(jí)之間存在著寄生電容，在電路中形成一個(gè)反饋回路，又由于密勒效應(yīng)的存在，增加了反饋回路的作用，在一定條件下，將會(huì)造成電路的不穩(wěn)定性。在設(shè)計(jì)的過程中，需要考慮到多種電路結(jié)構(gòu)的不同特點(diǎn)，來設(shè)計(jì)一個(gè)滿足要求的低噪聲放大器。由于電阻的熱噪聲的影響，這種方式加大了放大器的噪聲。這種電路為了實(shí)現(xiàn)較好的噪聲特性，將會(huì)消耗很高的功耗，而且，電路中使用了多個(gè)電阻，不適合應(yīng)用于集成電路的設(shè)計(jì)。在分析圖32的噪聲特性時(shí)，主要考慮的是第一級(jí)的噪聲系數(shù)。當(dāng)滿足了噪聲匹配時(shí)，能量傳輸不能得到最佳化；當(dāng)滿足了能量傳輸匹配時(shí)，噪聲又達(dá)不到最小化。為了實(shí)現(xiàn)噪聲匹配和能量傳輸同時(shí)匹配的設(shè)計(jì)要求，在本文中，使用了一種名為噪聲、輸入同時(shí)匹配(SNIM)的設(shè)計(jì)技術(shù)。在圖35中，加入了一個(gè)源極負(fù)反饋電感。 “MOSFET兩端口網(wǎng)絡(luò)噪聲參數(shù)的理論分析”。式()到式()是共源共柵電路的噪聲參數(shù)，與沒有源極反饋的電路相對(duì)比，的虛部得到了改善，可以表示為： ()對(duì)圖35進(jìn)行輸入阻抗分析，可以知道低噪聲放大器的第一級(jí)的輸入阻抗可以為： ()其中 ()從式（）可以看到，圖35的輸入阻抗含有一個(gè)實(shí)部。從式（）中還可以看到，源極電感Ls縮小了最佳噪聲匹配和最優(yōu)化能量傳輸匹配的距離。在本設(shè)計(jì)中，使用的是Csm025rf工藝庫，通過試驗(yàn)仿真，說明了這個(gè)理論是正確的。這樣，就可以確定，最佳的噪聲輸入阻抗大小只與電路使用的晶體管大小有關(guān)，并成反比關(guān)系。調(diào)節(jié)式（）中的Cgs或者說調(diào)節(jié)MOS管的寬度W即可實(shí)現(xiàn)噪聲匹配。電路實(shí)現(xiàn)最優(yōu)化的噪聲匹配，只能說明噪聲系數(shù)NF接近于Fmin，并不代表電路的噪聲最低。第三， 參數(shù)的設(shè)計(jì)問題。在這一小節(jié)中將會(huì)對(duì)共源共柵電路進(jìn)行結(jié)構(gòu)分析。一方面會(huì)惡化LNA的性能；另一方面會(huì)使系統(tǒng)不穩(wěn)定。共柵極的良好隔離性，使得在設(shè)計(jì)放大器時(shí)，可以認(rèn)為射頻輸入端和射頻輸出端互不影響，從而使得輸入端和輸出端可以分別單獨(dú)進(jìn)行設(shè)計(jì)。另外，在本文所討論的電路結(jié)構(gòu)中，單端低噪聲放大器的性能對(duì)源極簡并電感Ls的電感量變化很敏感。兩個(gè)源簡并電感量的連接點(diǎn)形成一個(gè)虛地點(diǎn)，避免了源極電感Ls變化的影響。 在本文中，將會(huì)設(shè)計(jì)一個(gè)可以更好選擇參數(shù)的差分電路，和一個(gè)高線性度低噪聲系數(shù)的單端低噪聲放大器。一般的MOS漏極電流的表達(dá)式，是一個(gè)二次方的關(guān)系式。假定“W”為由晶體管的寬度。圖310是一個(gè)增加了柵源電容的共源共柵電路。圖310 增大柵源電容以提高帶寬[6,7] 共源共柵電路都有一個(gè)相同的最小噪聲的表達(dá)式： ()式中與柵源電容有關(guān)，當(dāng)柵極電容增大而偏置電壓保持不變的情況下，電路的噪聲會(huì)有所增加。圖312 單端輸入雙端輸出差分[8]圖312，實(shí)現(xiàn)了單端輸入雙端輸出的功能，可以為下一級(jí)電路——混合器提供一個(gè)差分輸入信號(hào)。() 偏置電路的設(shè)計(jì) 很多情況下，射頻電路的性能都與晶體管的跨到有關(guān)，保持一個(gè)很定的跨導(dǎo)對(duì)維持這些電路的高性能來說是很重要的，因此恒跨導(dǎo)源是很重要的偏置電路[10]。為了在滿足低噪聲的前提下，實(shí)現(xiàn)高線性度，本章將會(huì)提出一個(gè)技術(shù)來提高電路的線性特性。當(dāng)一個(gè)射頻信號(hào)較小時(shí)，就要求低噪聲放大有一個(gè)很好的噪聲特性，當(dāng)射頻信號(hào)較大時(shí)，就要求低噪聲放大器有一個(gè)較好的線性度。()工藝庫的元器件 在集成電路的設(shè)計(jì)中，特別是射頻電路的設(shè)計(jì)中，電路中使用的元器件都是有很多特定的要求的。在設(shè)計(jì)的過程中，問題最大的是電感值的確定，因?yàn)槊績煞N規(guī)格的電感值都相差一個(gè)比較大的量，為了滿足設(shè)計(jì)要求，在某些情況下，就不得不改變晶體管的尺寸來實(shí)現(xiàn)其他的設(shè)計(jì)要求。圖41 共源級(jí)電路交叉結(jié)構(gòu)為了分析這個(gè)電路在器件參數(shù)選擇上帶來的好處，將圖41簡化為圖42。為了實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的最小噪聲，主放大管MM2的寬長比不能改變，當(dāng)源極電感只能取到某一個(gè)值時(shí)，而且偏離理想值不是很大時(shí)，可以通過調(diào)節(jié)MM4的寬長比來實(shí)現(xiàn)輸入阻抗實(shí)部的匹配。圖43 本文使用的差分結(jié)構(gòu)() 單端cascode電路() 單端電路的設(shè)計(jì) 本文使用了三種設(shè)計(jì)技術(shù)，一是輸入和噪聲同時(shí)匹配的設(shè)計(jì)技術(shù)，這一在上述的章節(jié)中提出來并得到了理論的計(jì)算。在本文的題目要求中。圖48 本文使用的低電壓共源共柵電路結(jié)構(gòu) 由圖48可知，MM2管的源漏分別通過電感接入地和電源電壓，可以保證兩個(gè)晶體管都能工作在飽和區(qū)。本文使用的電路結(jié)構(gòu)，將會(huì)在很大程度上降低電路的工作電壓。如果能夠提高這個(gè)比值，線性度將會(huì)得到提高。圖49 NMOS線性度驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)電路截圖表41 550mV、580mV、600mV 的電路仿真結(jié)果參數(shù)550mV580mV600mVS11(dB)S12(dB)S22(dB)S2Gain(dB)NF(dB)Fmin(dB)1dB(dBm)IIP3(dBm)工作電壓(V)111功耗(mW)() 與其它電路的比較表43 各種電路的參數(shù)比較參數(shù)本文研究（單端）文獻(xiàn)[6]文獻(xiàn)[10]文獻(xiàn)[11]中心頻率S11(dB)13S12(dB)30NAS22(dB)24NANAS2Gain(dB)14NF(dB)IIP3(dBm)工作電壓(V)13功耗(mW)（差分）工藝技術(shù)從表43 可以發(fā)現(xiàn)，本文設(shè)計(jì)的電路，在噪聲、線性度、增益、匹配情況、電路功耗上都有優(yōu)勢(shì)。在電路的設(shè)計(jì)過程中將理論推導(dǎo)和實(shí)際應(yīng)用相結(jié)合，最終得到了一個(gè)低噪聲、高線性度的電路。本文能實(shí)現(xiàn)這么高的指標(biāo)參數(shù)，一方面通過了大量的噪聲理論研究推導(dǎo)得出的設(shè)計(jì)方法，和不斷地調(diào)節(jié)電路參數(shù)得到的；另一方面是由于設(shè)計(jì)條件的制約，本設(shè)計(jì)的低噪聲放大器不能經(jīng)過流片，電路的參數(shù)都是從仿真工具中得到的，這樣的仿真結(jié)果會(huì)比實(shí)際的電路略高。首先依據(jù)射頻IC的設(shè)計(jì)理論，進(jìn)行了版圖元器件的小信號(hào)模型、噪聲模型分析。另外，為了提高射頻電路參數(shù)設(shè)計(jì)的靈活性，從而提出了在共源端增加兩個(gè)輔助管來提高靈活性。 本文所做的理論研究應(yīng)用到實(shí)際的電路結(jié)構(gòu)中，需要經(jīng)過不斷的嘗試。 在一般情況下，提高電路的靜態(tài)工作點(diǎn)能夠提高電路的線性