【正文】 比例調(diào)節(jié)器作 SVPWM 的電壓控制信號(hào)。但實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明，該方法對(duì)于不平衡電網(wǎng)電壓有較強(qiáng)的魯棒性。 本課題研究的主要內(nèi)容 隨著對(duì)風(fēng)能、太陽(yáng)能等新能源的利用越來(lái)越多，逆變器的應(yīng)用也越來(lái)越廣泛，如何保證逆變 器輸出的電能質(zhì)量成為研究的重點(diǎn)。并詳細(xì)介紹了LCL 濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)，對(duì)基于無(wú)源阻尼和有源阻尼的兩種控制策略進(jìn)行了分析和控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。導(dǎo)通方式，即每個(gè)橋臂的導(dǎo)通角為 180176。 dUN Uu ??，當(dāng)橋臂 4 導(dǎo)通時(shí)， 239。VNu 、 39。39。 39。39。39。39。 39。 WNVNUN uuu 、 的波形形狀相同，只是相位一次相差 120176。 Vi 、 Wi 的波形和 Ui 形狀相同，相位一次相差 120176。導(dǎo)電的方式逆變器中，為了防止同一相上下兩橋臂的開(kāi)關(guān)器件同時(shí)導(dǎo)通而引起的直流電源的短路，要采取 ―先斷后通 ‖的方法，即先給應(yīng)關(guān)斷的器件關(guān)斷信號(hào)，待其關(guān)斷后留一定的時(shí)間裕量，然后再給應(yīng)導(dǎo)通的器件發(fā)出開(kāi)通信號(hào)，即在兩者之間留一個(gè)短暫的死區(qū)時(shí)間，死區(qū)時(shí)間的長(zhǎng)短要視器件的開(kāi)關(guān)速度而定，器件的開(kāi)關(guān)速度越快，所留的死區(qū)時(shí)間就可以越短，這一 ―先斷后通 ‖的方法對(duì)于工作在上下橋臂通斷互補(bǔ)方式下的其他電路也是適用的，顯然，前述的單相半橋和全橋逆變電路也必須采取這一方法。 ?1S 3S 5S4S 6S 2SdcU C GU逆 變 器 側(cè) 電 感網(wǎng) 側(cè) 電 感L gi a 1i a 2LU c aU c bU c ci c bi c ci c aR 1R 2U s aU s bU s ci d cU r aU r bU r c 圖 25 基于 LCL 濾波的三相高頻 PWM 逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 取單相 LCL 濾波的 PWM 整流器結(jié)構(gòu)進(jìn)行分析 : ~ ~su ru1R1i gL 2RLCi fC 2iu 圖 26 LCL 濾波器的單相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 第 2 章 PWM 逆變器的原理及數(shù)學(xué)模型 13 可得其在連續(xù)靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為： )()( 111 tudtdiLtiRu cgs ??? （ 234） )()()( 222 tudtdiLtiRtu rc ??? （ 235） dt tduCiii cfc )(21 ??? （ 236） 式中： rcs uuu , ——電網(wǎng)電壓、電容器電壓、整流器側(cè)控制電壓 21 , iii c ——電網(wǎng)側(cè)電流、電容器電流、整流器側(cè)電流 由式（ 234），（ 235），（ 236）及前面開(kāi)關(guān)函數(shù)的定義，可以推出 LCL 濾波的三相 PWM 整流器在三相電網(wǎng)電壓對(duì)稱情況下的開(kāi)關(guān)數(shù)學(xué)模 型： ? ?)()()()()()( 22221111 tutstutudtdiLtiRdtdiLtiR nokdcs ?????? （ 237） dt tduCii cf )(12 ?? （ 238） Ldccbak kkdc R tutstidt tduC )()()()(, ?? ?? （ 239） 式中： , ldcRu C ——整流器直流側(cè)電壓、負(fù)載電阻及支撐電容 根據(jù) KCL、 KVL 得到三相靜止 abc 坐標(biāo)系下各相方程： a相： saasaag uRiudtdiL ??? 111 raasaa uRiudtdiL ??? 222 （ 240） 21 aacacaf iiidtduC ??? b相 : cbbsbbg uRiudtdiL ??? 111 rbbcbb uRiudtdiL ??? 222 （ 241） 21 bbcbcbf iiidtduC ??? 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 14 c相 : cccsccg uRiudtdiL ??? 111 rccscc uRiudtdiL ??? 222 （ 242） 21 ccccccf iiidtduC ??? 式中： ,sa sb scu u u ——三 相電網(wǎng)側(cè)交流電壓 ,ca cb ccu u u ——三相濾波電容上的電壓 ,ra rb rcu u u ——整流器交流側(cè)的三相電壓 1 1 1,a b ci i i ——三相電網(wǎng)側(cè)交流電流 2 2 2,a b ci i i ——整流器交流側(cè)的三相電流 經(jīng)過(guò)整理可得采用 LCL 濾波器的狀態(tài)方程 : ?????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????cccbcacbacbaffffffggggggcccbcacbacbauuuiiiiiiCCCCCCLLRLLRLLRLLRLLRLLRuuuiiiiii222111222111222111000100100000010010000001001100000000100000000100000100000000100000000100000 第 2 章 PWM 逆變器的原理及數(shù)學(xué)模型 15 ??????????????????????????????????????????????????????????????????rcrbrascsbsaggguuuuuuLLLLLL000000000000000000100000010000001000000100000010000001 （ 243） 可以看出，三相 LCL 濾波器的狀態(tài)空間方程為 9 階的狀態(tài)方程，對(duì)這樣一個(gè)高階被控系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，如果不采用一定的方法進(jìn)行降階處理的話，則很難設(shè)計(jì)控制器。 鎖相環(huán)節(jié)的工作原理 逆變器輸出電壓電流同頻同相才能并網(wǎng)供電，所以控制器的設(shè)計(jì)中都要設(shè)置鎖相環(huán)節(jié)。鎖相環(huán)在工作的過(guò)程中，當(dāng)輸出信號(hào)的頻率與輸入信號(hào)的頻率相等時(shí)，輸出電壓與輸入電壓保持固定的 相位差值，即輸出電壓與輸入電壓的相位被鎖住，這就是鎖相環(huán)名稱的由來(lái)。 鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu) ： 鎖相環(huán)路是一個(gè)相位反饋?zhàn)詣?dòng)控制系統(tǒng)。 鎖相環(huán)可用來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出和輸入兩個(gè)信號(hào)之間的相位同步。如果 Rf 和 Vf 相差不大，鑒相器對(duì) Ru和 Vu 進(jìn)行鑒相的結(jié)果，輸出一個(gè)與 Ru 和 Vu 的相位差成正比的誤差電壓 ud，再經(jīng)過(guò)環(huán)路濾波器濾去 du 中的高頻成分，輸出一個(gè)控制電壓 cu , cu 將使壓控振蕩器的頻率 Vf （和相位）發(fā)生變化，朝著參考輸入信號(hào)的頻率靠攏，最后使 Vf = Rf ，環(huán)路鎖定。 第 2 章 PWM 逆變器的原理及數(shù)學(xué)模型 19 鎖相環(huán)路在鎖定后，不僅能使輸出信號(hào)頻率與輸入信號(hào)頻率嚴(yán)格同步，而且還具有頻率跟蹤特性，所以它在電子技術(shù)的各個(gè)領(lǐng)域中都有著廣泛的應(yīng)用。一般采用在已有控制策略的基礎(chǔ)上增加阻尼作用來(lái)解決這個(gè)問(wèn)題。 濾波器參數(shù)變化對(duì)濾波性能的影響 （ 1）電 感 L 決定整流器橋臂電流紋波。 fC 和 gL 并聯(lián)支路的引入增大了串聯(lián)阻抗，減小了 2i 。橋臂紋波電流不能太大，因?yàn)榧y波電流過(guò)大不僅會(huì)使 IGBT 結(jié)溫波動(dòng)增大，對(duì)功率器件壽命造成不利影響，還會(huì)加大 L 的損耗，使其升溫增加，降低絕緣材料的壽第 3章 LCL濾波器和控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì) 21 命。電感電容的加入將一個(gè)一階的電感濾波電路 改造成為一個(gè)三階電路，在改善濾波器過(guò)渡特性的同時(shí)，也給高頻分量提供了低阻通路，以減小注入電網(wǎng)的高頻分量。因此，LCL 各參數(shù)的設(shè)計(jì)需要配合。 ug pLL ?? （ 3）為了避免 開(kāi)關(guān)頻率附近的諧波激發(fā) LCL 諧振，諧振頻率 resf 應(yīng)遠(yuǎn)離開(kāi)關(guān)頻率，一般小于 resf ，但不能過(guò)小，否則低次諧波電流將通過(guò) LCL 濾波器得以放大。 且 8 dcsip swUL if? （ 33） (3)計(jì)算電容 C 可先確定諧振頻率 rf ， swr fff ?? ，再根據(jù)公式： 121212r LLf L L C? ?? （ 34） 計(jì)算得電容 C 的值； 也可以取電容消耗的無(wú)功 功率為總功率的 5%，利用約束條件： bCC %5? ，其中bbb zwC1?,且pEzb2? 其中 E 為網(wǎng)側(cè)線電壓有效值， bw 為基波頻率。下圖是 基于無(wú)源阻尼的并網(wǎng)逆變器原理圖。 燕山大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計(jì) (論文 ) 26 電容電流內(nèi)環(huán)控制器的設(shè)計(jì) 由系統(tǒng)線性控制模型可得電容電流內(nèi)環(huán)控制對(duì)象傳遞函數(shù)為：)1)(1( 21 ??? R CsCsLTs K p w m，由于 CL1 的數(shù)量級(jí)在 910? ，忽略不計(jì)，控制對(duì)象可簡(jiǎn)化為：)1)(1( ?? RCsTs K pwm。 根據(jù)前兩節(jié)所述參數(shù)計(jì)算方法，可得到： 總電感約束值 mHfiUL swsip dc ?? 且 mHI EUL m mdc 422 ????，又 mHifUL s ipsw ?? 所以可取總電感為 1mH，取 又由于bbb zC ?1? ,且 pEzb 2? ， bCC %5? ，可得 uFCf 220? ，取 100uF。 根據(jù) 節(jié)，計(jì)算得電容電流內(nèi)環(huán)的 PI 調(diào)節(jié)器的參數(shù)： ?pK ?iK 仿真驗(yàn)證 為了驗(yàn)證本文所敘述的 LCL濾波器參數(shù)的設(shè)計(jì)方法及所采用的電流雙環(huán)控制策略的可靠性，以及系統(tǒng)是否能達(dá)到所要求的穩(wěn)定性，對(duì) 系統(tǒng)設(shè)計(jì)了 Matlab仿真 ，根據(jù) ，取濾波電感mHLL ?? ，濾波電容 uFCf 100? ，單環(huán)控制策略中電容所串電阻??3dR ，并網(wǎng)電感電流外環(huán) PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為 ,5 ip KK ? ，濾波電容電流內(nèi)環(huán) PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為 5, ?? ip KK ，單環(huán)控制策略的 PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)與雙環(huán)中外環(huán) PI參數(shù)相同。 （ 2） 輸出電流波形 (a)基于無(wú)源阻尼控制策略的仿真電流 (b)基于有源阻尼控制策略的仿真電流 圖 45 兩種 控制策略的輸出電流比較 第 4章 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)及仿真驗(yàn)證 31 通過(guò)以上波形對(duì)比，可以看出同樣的電流參數(shù)，基于無(wú)源阻尼的單環(huán)控制策略所得電流 波形達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)的速度更快，但電流諧波成分較多，就需要通過(guò)增大濾波電容 或其他途徑提高電流質(zhì)量 ，但增大濾波器參數(shù) 會(huì) 增加成本；而基 于有源阻尼的雙環(huán)控制策略雖然穩(wěn)定速度較慢，但也只用了一個(gè)周期，這是可以允許的，相同的濾波參數(shù)所得到的電流波形更平滑， 諧波成分