【正文】 比例調節(jié)器作 SVPWM 的電壓控制信號。但實驗結果證明，該方法對于不平衡電網(wǎng)電壓有較強的魯棒性。 本課題研究的主要內容 隨著對風能、太陽能等新能源的利用越來越多，逆變器的應用也越來越廣泛，如何保證逆變 器輸出的電能質量成為研究的重點。并詳細介紹了LCL 濾波器的參數(shù)設計，對基于無源阻尼和有源阻尼的兩種控制策略進行了分析和控制系統(tǒng)的設計。導通方式，即每個橋臂的導通角為 180176。 dUN Uu ??，當橋臂 4 導通時， 239。VNu 、 39。39。 39。39。39。39。 39。 WNVNUN uuu 、 的波形形狀相同，只是相位一次相差 120176。 Vi 、 Wi 的波形和 Ui 形狀相同，相位一次相差 120176。導電的方式逆變器中，為了防止同一相上下兩橋臂的開關器件同時導通而引起的直流電源的短路，要采取 ―先斷后通 ‖的方法，即先給應關斷的器件關斷信號，待其關斷后留一定的時間裕量，然后再給應導通的器件發(fā)出開通信號，即在兩者之間留一個短暫的死區(qū)時間，死區(qū)時間的長短要視器件的開關速度而定，器件的開關速度越快，所留的死區(qū)時間就可以越短，這一 ―先斷后通 ‖的方法對于工作在上下橋臂通斷互補方式下的其他電路也是適用的，顯然，前述的單相半橋和全橋逆變電路也必須采取這一方法。 ?1S 3S 5S4S 6S 2SdcU C GU逆 變 器 側 電 感網(wǎng) 側 電 感L gi a 1i a 2LU c aU c bU c ci c bi c ci c aR 1R 2U s aU s bU s ci d cU r aU r bU r c 圖 25 基于 LCL 濾波的三相高頻 PWM 逆變器拓撲結構 取單相 LCL 濾波的 PWM 整流器結構進行分析 : ~ ~su ru1R1i gL 2RLCi fC 2iu 圖 26 LCL 濾波器的單相拓撲結構 第 2 章 PWM 逆變器的原理及數(shù)學模型 13 可得其在連續(xù)靜止坐標系下的數(shù)學模型為： )()( 111 tudtdiLtiRu cgs ??? （ 234） )()()( 222 tudtdiLtiRtu rc ??? （ 235） dt tduCiii cfc )(21 ??? （ 236） 式中： rcs uuu , ——電網(wǎng)電壓、電容器電壓、整流器側控制電壓 21 , iii c ——電網(wǎng)側電流、電容器電流、整流器側電流 由式（ 234），（ 235），（ 236）及前面開關函數(shù)的定義，可以推出 LCL 濾波的三相 PWM 整流器在三相電網(wǎng)電壓對稱情況下的開關數(shù)學模 型： ? ?)()()()()()( 22221111 tutstutudtdiLtiRdtdiLtiR nokdcs ?????? （ 237） dt tduCii cf )(12 ?? （ 238） Ldccbak kkdc R tutstidt tduC )()()()(, ?? ?? （ 239） 式中： , ldcRu C ——整流器直流側電壓、負載電阻及支撐電容 根據(jù) KCL、 KVL 得到三相靜止 abc 坐標系下各相方程： a相： saasaag uRiudtdiL ??? 111 raasaa uRiudtdiL ??? 222 （ 240） 21 aacacaf iiidtduC ??? b相 : cbbsbbg uRiudtdiL ??? 111 rbbcbb uRiudtdiL ??? 222 （ 241） 21 bbcbcbf iiidtduC ??? 燕山大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 14 c相 : cccsccg uRiudtdiL ??? 111 rccscc uRiudtdiL ??? 222 （ 242） 21 ccccccf iiidtduC ??? 式中： ,sa sb scu u u ——三 相電網(wǎng)側交流電壓 ,ca cb ccu u u ——三相濾波電容上的電壓 ,ra rb rcu u u ——整流器交流側的三相電壓 1 1 1,a b ci i i ——三相電網(wǎng)側交流電流 2 2 2,a b ci i i ——整流器交流側的三相電流 經(jīng)過整理可得采用 LCL 濾波器的狀態(tài)方程 : ?????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????????cccbcacbacbaffffffggggggcccbcacbacbauuuiiiiiiCCCCCCLLRLLRLLRLLRLLRLLRuuuiiiiii222111222111222111000100100000010010000001001100000000100000000100000100000000100000000100000 第 2 章 PWM 逆變器的原理及數(shù)學模型 15 ??????????????????????????????????????????????????????????????????rcrbrascsbsaggguuuuuuLLLLLL000000000000000000100000010000001000000100000010000001 （ 243） 可以看出，三相 LCL 濾波器的狀態(tài)空間方程為 9 階的狀態(tài)方程，對這樣一個高階被控系統(tǒng)來說，如果不采用一定的方法進行降階處理的話，則很難設計控制器。 鎖相環(huán)節(jié)的工作原理 逆變器輸出電壓電流同頻同相才能并網(wǎng)供電，所以控制器的設計中都要設置鎖相環(huán)節(jié)。鎖相環(huán)在工作的過程中，當輸出信號的頻率與輸入信號的頻率相等時，輸出電壓與輸入電壓保持固定的 相位差值，即輸出電壓與輸入電壓的相位被鎖住，這就是鎖相環(huán)名稱的由來。 鎖相環(huán)的基本結構 ： 鎖相環(huán)路是一個相位反饋自動控制系統(tǒng)。 鎖相環(huán)可用來實現(xiàn)輸出和輸入兩個信號之間的相位同步。如果 Rf 和 Vf 相差不大，鑒相器對 Ru和 Vu 進行鑒相的結果，輸出一個與 Ru 和 Vu 的相位差成正比的誤差電壓 ud，再經(jīng)過環(huán)路濾波器濾去 du 中的高頻成分，輸出一個控制電壓 cu , cu 將使壓控振蕩器的頻率 Vf （和相位）發(fā)生變化，朝著參考輸入信號的頻率靠攏，最后使 Vf = Rf ，環(huán)路鎖定。 第 2 章 PWM 逆變器的原理及數(shù)學模型 19 鎖相環(huán)路在鎖定后，不僅能使輸出信號頻率與輸入信號頻率嚴格同步，而且還具有頻率跟蹤特性，所以它在電子技術的各個領域中都有著廣泛的應用。一般采用在已有控制策略的基礎上增加阻尼作用來解決這個問題。 濾波器參數(shù)變化對濾波性能的影響 （ 1）電 感 L 決定整流器橋臂電流紋波。 fC 和 gL 并聯(lián)支路的引入增大了串聯(lián)阻抗，減小了 2i 。橋臂紋波電流不能太大，因為紋波電流過大不僅會使 IGBT 結溫波動增大，對功率器件壽命造成不利影響，還會加大 L 的損耗，使其升溫增加，降低絕緣材料的壽第 3章 LCL濾波器和控制系統(tǒng)的設計 21 命。電感電容的加入將一個一階的電感濾波電路 改造成為一個三階電路，在改善濾波器過渡特性的同時，也給高頻分量提供了低阻通路，以減小注入電網(wǎng)的高頻分量。因此，LCL 各參數(shù)的設計需要配合。 ug pLL ?? （ 3）為了避免 開關頻率附近的諧波激發(fā) LCL 諧振，諧振頻率 resf 應遠離開關頻率，一般小于 resf ，但不能過小，否則低次諧波電流將通過 LCL 濾波器得以放大。 且 8 dcsip swUL if? （ 33） (3)計算電容 C 可先確定諧振頻率 rf ， swr fff ?? ，再根據(jù)公式： 121212r LLf L L C? ?? （ 34） 計算得電容 C 的值； 也可以取電容消耗的無功 功率為總功率的 5%，利用約束條件： bCC %5? ，其中bbb zwC1?,且pEzb2? 其中 E 為網(wǎng)側線電壓有效值， bw 為基波頻率。下圖是 基于無源阻尼的并網(wǎng)逆變器原理圖。 燕山大學本科生畢業(yè)設計 (論文 ) 26 電容電流內環(huán)控制器的設計 由系統(tǒng)線性控制模型可得電容電流內環(huán)控制對象傳遞函數(shù)為：)1)(1( 21 ??? R CsCsLTs K p w m，由于 CL1 的數(shù)量級在 910? ，忽略不計，控制對象可簡化為：)1)(1( ?? RCsTs K pwm。 根據(jù)前兩節(jié)所述參數(shù)計算方法，可得到： 總電感約束值 mHfiUL swsip dc ?? 且 mHI EUL m mdc 422 ????，又 mHifUL s ipsw ?? 所以可取總電感為 1mH，取 又由于bbb zC ?1? ,且 pEzb 2? ， bCC %5? ，可得 uFCf 220? ，取 100uF。 根據(jù) 節(jié)，計算得電容電流內環(huán)的 PI 調節(jié)器的參數(shù)： ?pK ?iK 仿真驗證 為了驗證本文所敘述的 LCL濾波器參數(shù)的設計方法及所采用的電流雙環(huán)控制策略的可靠性，以及系統(tǒng)是否能達到所要求的穩(wěn)定性，對 系統(tǒng)設計了 Matlab仿真 ，根據(jù) ，取濾波電感mHLL ?? ，濾波電容 uFCf 100? ，單環(huán)控制策略中電容所串電阻??3dR ，并網(wǎng)電感電流外環(huán) PI調節(jié)器參數(shù)為 ,5 ip KK ? ，濾波電容電流內環(huán) PI調節(jié)器參數(shù)為 5, ?? ip KK ，單環(huán)控制策略的 PI調節(jié)器的參數(shù)與雙環(huán)中外環(huán) PI參數(shù)相同。 （ 2） 輸出電流波形 (a)基于無源阻尼控制策略的仿真電流 (b)基于有源阻尼控制策略的仿真電流 圖 45 兩種 控制策略的輸出電流比較 第 4章 系統(tǒng)參數(shù)設計及仿真驗證 31 通過以上波形對比，可以看出同樣的電流參數(shù)，基于無源阻尼的單環(huán)控制策略所得電流 波形達到穩(wěn)定狀態(tài)的速度更快，但電流諧波成分較多，就需要通過增大濾波電容 或其他途徑提高電流質量 ，但增大濾波器參數(shù) 會 增加成本；而基 于有源阻尼的雙環(huán)控制策略雖然穩(wěn)定速度較慢，但也只用了一個周期，這是可以允許的，相同的濾波參數(shù)所得到的電流波形更平滑， 諧波成分